- •Мобильные системы радиосвязи
- •Оглавление
- •Введение
- •1. Беспроводные сети связи
- •1.1. Мобильные системы связи
- •1.1.1. Мобильные системы связи первого поколения
- •1.1.2. Мобильные системы связи второго поколения
- •1.1.3. Мобильные системы связи третьего поколения
- •1.2. Общее представление сети связи
- •1.2.1. Модель OSI-7 для открытых сетей связи
- •1.2.2. Уровни модели OSI-7
- •1.2.3. Реализация модели OSI-7 для радиосетей
- •1.3. Функциональная схема сети радиосвязи
- •Заключение
- •2. Цифровые модулирующие сигналы
- •2.1. Представление цифрового сигнала во временной и частотной областях
- •2.2. Виды и параметры цифровых сигналов
- •2.2.1. Виды цифровых сигналов
- •2.2.2. Параметры цифровых сигналов
- •2.2.3. Спектральная плотность мощности цифровых сигналов
- •2.3. Прохождение цифрового сигнала по линейным цепям и межсимвольная интерференция
- •2.3.1. Искажения сигнала в линейных цепях
- •2.3.2. Межсимвольная интерференция
- •2.3.3. Критерий Найквиста
- •2.3.4.Ограничение полосы частот цифрового сигнала
- •Заключение
- •3.Узкополосные модулированные сигналы
- •3.1. Общие свойства модулированных сигналов
- •3.1.1.Определение модулированного сигнала во временной и частотной областях
- •3.1.2. Функциональные схемы модуляторов и демодуляторов
- •3.1.3. Ограничение спектра модулированного колебания
- •3.1.4. Энергия и расстояние между символами модулированного сигнала
- •3.2. Импульсная амплитудная модуляция РАМ
- •3.3. Фазовая модуляция PM
- •3.3.1. Общее представление фазомодулированного сигнала
- •3.3.2. Бинарная фазовая модуляция BPSK
- •3.3.3. Квадратурная фазовая модуляция QPSK
- •3.3.4. Дифференциальная бинарная фазовая модуляция DBPSK
- •3.3.7. Амплитудно-фазовая модуляция QAM
- •3.4. Частотная модуляция FM
- •3.4.2. Частотная модуляция минимального фазового сдвига MSK
- •Заключение
- •4. Модулированные сигналы с расширенным спектром
- •4.1. Сигналы с непосредственным расширением спектра DSSS
- •4.1.1. Основные свойства DSSS сигналов
- •4.1.2. Система связи с DSSS сигналами
- •4.2. Широкополосные сигналы со скачками частоты FHSS
- •4.3. Сверхширокополосные сигналы UWB
- •4.4. Многомерные сигналы
- •4.4.1. Общее описание многомерных сигналов
- •4.4.2. Многомерная ортогональная частотная модуляция OFDM
- •Заключение
- •5. Синтез и преобразование частот
- •5.1. Функциональная схема ФАПЧ и синтезатора частоты
- •5.2. Основное уравнение синтезатора частоты
- •5.3. Параметры синтезатора частоты
- •5.3.1. Полоса удержания (захвата)
- •5.3.2. Ошибка частоты и фазы в установившемся режиме
- •5.3.3. Переходные характеристики и время установления частоты
- •5.3.5. Устойчивость
- •5.4. Частотная модуляция в синтезаторе частоты
- •5.5. Преобразование частоты в петле ФАПЧ
- •Заключение
- •6. Распространение радиоволн в условиях города
- •6.1. Методы анализа распространения радиоволн
- •6.2. Расчет дальности радиосвязи в модели "большого расстояния"
- •6.2.1. Расчет дальности связи по методике МККР
- •6.2.3. Расчет теневых зон радиосвязи
- •6.2.4. Распространение радиоволн внутри здания
- •6.3. Анализ распределения поля в модели "малого расстояния"
- •6.3.1. Энергия принимаемого сигнала в многолучевом радиоканале
- •6.3.2. Параметры многолучевого канала
- •6.3.3. Типы фединга в многолучевом канале
- •Заключение
- •7. Детектирование и прием цифровых сигналов
- •7.1. Критерий максимального правдоподобия
- •7.2. Корреляционный и согласованный прием
- •7.3. Согласованный фильтр
- •7.4. Достоверность приема бинарной цифровой информации в условиях белого гауссовского шума
- •7.7. Когерентное детектирование
- •7.7.1. Когерентное детектирование BPSK сигнала
- •7.7.2. Схема Костаса оптимального детектирования сигналов с угловой модуляцией
- •7.8. Тактовая синхронизация
- •Заключение
- •Прием сигналов в условиях фединга
- •8.1. Разнесенный прием в широкополосных каналах
- •8.1.1. Статистика принимаемых сигналов
- •8.1.2. Достоверность приема информации
- •8.1.3. Методы реализации разнесенного приема
- •8.2.1. Общие принципы работы эквалайзера
- •8.2.2. Линейный и нелинейный эквалайзеры
- •8.3. Интерливинг
- •Заключение
- •9. Стандарты на радиоканал мобильной связи
- •9.1. Требования к параметрам передатчика
- •9.2. Требования к параметрам приемника
- •Заключение
- •Литература
демодуляции BPSK сигнала [4].
Очевидно, что случайные флуктуации фазы опорного сигнала приводят к значительной деградации правильного приема: при обычном соотношении сигнал/шум 12 дБ случайные фазовые ошибки всего лишь в диапазоне 6 градусов ухудшают достоверность приема почти на порядок. В то же время проблематично получить стабильное опорное колебание с малым уровнем фазовых шумов из слабого сигнала приемника на фоне шумов эфира. Именно по этой причине в системах связи, где используется когерентный прием, опорная частота часто не восстанавливается из модулированного колебания, а передается параллельно модулированному сигналу по отдельному частотному каналу. При этом мощность немодулированной несущей в несколько раз превышает мощность модулированного колебания.
Невозможность получения идеального опорного колебания следует обязательно учитывать при сравнении когерентного и некогерентного приема. Теоретически когерентный детектор обеспечивает величину функции ошибок BER на 3 дБ лучше, чем некогерентный детектор, при прочих равных условиях. Но с учетом возможной деградации BER в реальных условиях восстановления опорной частоты в приемнике эта разность становится значительно меньше. В то же время схемотехнически некогерентный детектор значительно проще когерентного.
7.7.2. Схема Костаса оптимального детектирования сигналов с угловой модуляцией
Восстановление несущей частоты сигнала с угловой модуляцией с помощью перемножителей (см. рис.7.15)
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
находит ограниченное применение в реальной аппаратуре. Детальный анализ работы схемы на рис.7.15 показывает, что удовлетворительное качество восстановленной несущей обеспечивается только в случае модулирующего сигнала, форма импульсов которого близка к прямоугольной, при сглаженной форме импульсов шумовая составляющая спектра полученного сигнала неприемлемо высока. В настоящей главе рассматривается самая распространенная на сегодняшний день схема восстановления несущей и оптимального когерентного детектирования сигнала с произвольной угловой модуляцией. Оптимальность схемы основана на аппаратной реализации максимума функции правдоподобия для сигнала с угловой модуляцией в условиях неопределенной фазы принимаемого сигнала.
Построение схемы покажем на примере простейшего сигнала с угловой модуляцией - бинарного фазомодулированного сигнала BPSK. Предполагается, что в линейной части приемника осуществлено выделение принятого сигнала из общего радиоспектра, перенос сигнала на промежуточную частоту и ограничение его амплитуды. Постоянная величина амплитуды сигнала на выходе линейной части приемника существенно упрощает построение детектора и вполне допустима для модулированных сигналов, огибающая которых неинформативна, например, ЧМ сигналов или достаточно широкополосных ФМ сигналов. Ожидаемые формы BPSK колебания на символьном интервале Ts имеют следующий вид:
s1 RF (t) = cos[ωct + φ]; |
s2 RF (t) = − cos[ωct + φ]. |
(7.62) |
Потребуем, чтобы усредненная по обоим сигналам функция правдоподобия (7.6) имела максимальное значение в условиях возможного произвольного фазового сдвига
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
между опорным сигналом и центральной частотой модулированного колебания. Легко заметить, что интегралы по символьному интервалу Ts от квадрата принимаемого сигнала и квадрата ожидаемого сигнала имеют размерность энергии и не зависят от возможного фазового сдвига. Учитывая, что вероятности появления каждого символа модулированного сигнала одинаковы и равны 1/2, усредненная функция правдоподобия (7.6) для рассматриваемого случая может быть представлена как
|
|
|
= |
1 Ts r(t)s |
|
(t)dt + |
1 Ts r(t)s |
|
|
(t)dt = |
|
||||||||||||
|
|
L |
|
|
|
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
2 ò |
|
|
|
|
1 RF |
|
|
|
2 ò |
2 RF |
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
||
= 1 |
{exp[- |
2 |
Ts r(t)cos(wct + f)dt |
+ exp[ |
2 |
Ts r(t)cos(wct + f)dt } = |
|||||||||||||||||
N |
N |
||||||||||||||||||||||
2 |
|
|
|
|
|
|
|
ò |
|
|
|
|
|
|
|
ò |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
= cosh[ |
2 |
Ts r(t)cos(wct + f)dt] |
|
|
|
|
(7.63) |
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
N ò |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
или в логарифмическом виде: |
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||
|
|
= ln( |
|
|
) =ln cosh[ |
2 |
Ts r(t)cos(wct + f)dt] » |
||||||||||||||||
|
LL |
L |
|||||||||||||||||||||
|
|
||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
N ò |
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
(7.64) |
|||
|
|
|
|
|
» 1 |
|
2 |
|
Ts r(t)cos(wct + f)dt]2 . |
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
[ |
|
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
2 |
|
|
N |
ò |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Экстремум функции правдоподобия по произвольному фазовому сдвигу φ определяется равенством нулю первой
производной по φ :
|
|
|
|
Ts |
|
Ts |
|
|
df |
|
|
|
|
||||
|
ò |
|
ò |
|
|
|||
dLL |
= |
|
r(t)cos(wct + f)dt × |
|
r(t)sin(wct + f)dt] = 0. |
(7.65) |
||
|
0 |
0 |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
Одним из вариантов аппаратурной реализации функции (7.56) является использование петли ФАПЧ. Такая схема,
|
|
sin(ωct) |
ФНЧ |
|
w1(t) |
||
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
rRF(t) |
|
ϕ = 90° |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
v(t) |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
ГУН |
|
ФНЧ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
cos(ωct) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ФНЧ |
|
w2(t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.7.18. Схема Костаса
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
обеспечивающая оптимальное детектирование в смысле (7.65), называемая схемой Костаса, показана на рис.7.18. На вход схемы Костаса поступает фазомодулированный сигнал rRF (t) . С выхода ГУН на высокочастотные
перемножители поступают опорные сигналы, сдвинутые относительно друг друга на 90 градусов. Фильтры низкой частоты, расположенные последовательно с каждым ВЧ перемножителем, выполняют функцию интеграторов. Следовательно, сигнал ошибки v(t) петли ФАПЧ на выходе
низкочастотного перемножителя описывается уравнением
Ts |
Ts |
|
v(t) = òrRF (t)cos(wct + f)dt × òrRF (t)sin(wct + f)dt]. |
(7.66) |
|
0 |
0 |
|
Результирующий сигнал ошибки в замкнутой петле ФАПЧ в установившемся состоянии равен нулю, так что уравнение (7.66) совпадает с уравнением (7.65) при условии, что время установления петли ФАПЧ существенно меньше символьного интервала Ts . Постоянное изменение частоты
ГУН обеспечивает подстройку опорных сигналов s1(t) ,
s2(t) |
под |
центральную |
частоту |
принимаемого |
модулированного сигнала rRF (t) , что гарантирует нулевой фазовый сдвиг φ между опорным и принимаемым
сигналами и получение на выходе ФНЧ демодулированных сигналов вида (7.59). Показано [4], что для многопозиционных фазомодулированных сигналов аппаратурная реализация функции правдоподобия также приводит к схеме Костаса. Поскольку любой частотномодулированный сигнал может рассматриваться как сигнал с многопозиционной фазовой модуляцией, схема на рис.7.18 является общей функциональной схемой оптимального детектора для сигналов с угловой модуляцией.
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
Практическая реализация оптимального детектора на рис.7.18 связана с решением двух проблем.
Во-первых, оптимальное детектирование в схеме на рис.7.18 принципиально требует отсутствия амплитудной модуляции в принимаемом сигнале. Действительно, при наличии преднамеренной или паразитной АМ сигнал ошибки (7.66), изменяющий частоту ГУН, будет зависеть от амплитуды принимаемого сигнала r(t) . Другими словами,
будет происходить переход амплитудной модуляции в частотную модуляцию. В случае приема частотномодулированных сигналов или фазомодулированных сигналов со слабым ограничением спектра модулирующего сигнала для исключения паразитной амплитудной модуляции применяют схему усилителя-ограничителя на входе детектора. Однако в случае приема узкополосных фазомодулированных сигналов с сильной сопутствующей амплитудной модуляцией применение усилителяограничителя практически невозможно, так как исключение АМ приведет к восстановлению побочных составляющих в спектре принимаемого сигнала и межсимвольной интерференции. Поэтому в оптимальном детекторе фазомодулированных сигналов следует использовать специальные перемножители (фазовые детекторы), выходной сигнал которых пропорционален только разности фаз входных сигналов и не зависит от их амплитуд. Иной вариант исключения АМ - использование быстродействующей схемы автоматической регулировки усиления (АРУ) в тракте промежуточной частоты. Практическая реализация обоих устройств в большом динамическом диапазоне амплитуд принимаемых сигналов является не простой задачей.
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
|
|
|
|
|
|
|
ФНЧ |
|
A01 |
|
|
ФНЧ |
|
|
|
процессор |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
sin(ωct) |
|
|
|
|
|
|
A11 |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
r(t) |
|
|
ϕ = 90° |
|
|
|
|
|
|
ϕ = 90° |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ФНЧ |
|
Σ |
|
||
|
|
|
|
ГУН |
|
|
|
|
ГУН |
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
cos(ωct) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
A02 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
A12 |
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
ФНЧ |
|
|
|
ФНЧ |
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.7.19. Функциональная схема оптимального детектора для сигналов
с угловой модуляцией
Во-вторых, работа петли ФАПЧ, которая является основой схемы Костаса, очень чувствительна к шумам входного сигнала. При низком соотношении сигнал/шум на входе детектора, что характерно для работы приемников мобильной связи, режим захвата петли ФАПЧ нарушается и резко возрастают шумы на выходе ГУН. По этим двум причинам реализация схемы Костаса на промежуточной частоте встречается не часто. Значительно больше распространен вариант схемы на рис.7.18 в baseband диапазоне, показанный на рис.7.19. Основная идея этой схемы заключается в том, что принимаемый сигнал на промежуточной частоте с помощью квадратурного смесителя переносится в baseband диапазон и уже в baseband процессоре с помощью цифровой реализации схемы Костаса осуществляется когерентное детектирование сигнала. Программная реализация детектирования существенно повышает достоверность приема информации и стабильность работы ФАПЧ в условиях низкого соотношения сигнал/шум принимаемого сигнала.
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
Работа схемы на рис.7.19 происходит следующим образом. Предполагается, что на вход поступает сигнал с угловой модуляцией общего вида r(t) = cos(wct + f(t)) . Опорный
генератор имеет стабильную рабочую частоту, равную промежуточной частоте, но не синхронизированную с центральной частотой принимаемого сигнала. Следовательно, низкочастотная компонента сигнала на выходе смесителя после ФНЧ, равная произведению принимаемого и опорного сигналов, будет иметь некоторый сдвиг относительно нулевой частоты:
A01 |
= cos[wct + f(t)]cos(wrt) Þ cos[(Dwt + f(t)]; |
(7.67) |
|
A02 |
= sin[wct + f(t)]cos(wrt) Þ - sin[(Dwt + f(t)], |
||
|
|||
где ω |
- разность частот опорного и принимаемого |
колебаний.
Как и для схемы на рис.7.18, в замкнутой петле ФАПЧ на перемножители в baseband-процессоре от ГУН поступают квадратурные опорные сигналы sin( ωt) и cos( ωt) с
нулевым фазовым сдвигом относительно частоты модулированного сигнала. В результате на выходе ФНЧ в baseband-процессоре имеют место низкочастотные компоненты следующего вида:
A11 = cos[ ωt + φ(t)]sin( |
ωt) = sin[2 ωt + φ(t)]− sin φ(t); |
A12 = -sin[Dwt + f(t)]cos(Dwt) = -sin[2Dwt + f(t)]- sin f(t). |
|
|
(7.68) |
Разностный сигнал, равный |
2sin[2 ωt + φ(t)] , поступает на |
петлевой фильтр и далее на ГУН как сигнал ошибки для
коррекции |
частоты |
ГУН. |
Суммарный сигнал 2sin φ(t) , |
|
зависящий |
только |
от |
комплексной |
огибающей |
принимаемого сигнала, поступает на дальнейшую обработку.
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com