- •Мобильные системы радиосвязи
- •Оглавление
- •Введение
- •1. Беспроводные сети связи
- •1.1. Мобильные системы связи
- •1.1.1. Мобильные системы связи первого поколения
- •1.1.2. Мобильные системы связи второго поколения
- •1.1.3. Мобильные системы связи третьего поколения
- •1.2. Общее представление сети связи
- •1.2.1. Модель OSI-7 для открытых сетей связи
- •1.2.2. Уровни модели OSI-7
- •1.2.3. Реализация модели OSI-7 для радиосетей
- •1.3. Функциональная схема сети радиосвязи
- •Заключение
- •2. Цифровые модулирующие сигналы
- •2.1. Представление цифрового сигнала во временной и частотной областях
- •2.2. Виды и параметры цифровых сигналов
- •2.2.1. Виды цифровых сигналов
- •2.2.2. Параметры цифровых сигналов
- •2.2.3. Спектральная плотность мощности цифровых сигналов
- •2.3. Прохождение цифрового сигнала по линейным цепям и межсимвольная интерференция
- •2.3.1. Искажения сигнала в линейных цепях
- •2.3.2. Межсимвольная интерференция
- •2.3.3. Критерий Найквиста
- •2.3.4.Ограничение полосы частот цифрового сигнала
- •Заключение
- •3.Узкополосные модулированные сигналы
- •3.1. Общие свойства модулированных сигналов
- •3.1.1.Определение модулированного сигнала во временной и частотной областях
- •3.1.2. Функциональные схемы модуляторов и демодуляторов
- •3.1.3. Ограничение спектра модулированного колебания
- •3.1.4. Энергия и расстояние между символами модулированного сигнала
- •3.2. Импульсная амплитудная модуляция РАМ
- •3.3. Фазовая модуляция PM
- •3.3.1. Общее представление фазомодулированного сигнала
- •3.3.2. Бинарная фазовая модуляция BPSK
- •3.3.3. Квадратурная фазовая модуляция QPSK
- •3.3.4. Дифференциальная бинарная фазовая модуляция DBPSK
- •3.3.7. Амплитудно-фазовая модуляция QAM
- •3.4. Частотная модуляция FM
- •3.4.2. Частотная модуляция минимального фазового сдвига MSK
- •Заключение
- •4. Модулированные сигналы с расширенным спектром
- •4.1. Сигналы с непосредственным расширением спектра DSSS
- •4.1.1. Основные свойства DSSS сигналов
- •4.1.2. Система связи с DSSS сигналами
- •4.2. Широкополосные сигналы со скачками частоты FHSS
- •4.3. Сверхширокополосные сигналы UWB
- •4.4. Многомерные сигналы
- •4.4.1. Общее описание многомерных сигналов
- •4.4.2. Многомерная ортогональная частотная модуляция OFDM
- •Заключение
- •5. Синтез и преобразование частот
- •5.1. Функциональная схема ФАПЧ и синтезатора частоты
- •5.2. Основное уравнение синтезатора частоты
- •5.3. Параметры синтезатора частоты
- •5.3.1. Полоса удержания (захвата)
- •5.3.2. Ошибка частоты и фазы в установившемся режиме
- •5.3.3. Переходные характеристики и время установления частоты
- •5.3.5. Устойчивость
- •5.4. Частотная модуляция в синтезаторе частоты
- •5.5. Преобразование частоты в петле ФАПЧ
- •Заключение
- •6. Распространение радиоволн в условиях города
- •6.1. Методы анализа распространения радиоволн
- •6.2. Расчет дальности радиосвязи в модели "большого расстояния"
- •6.2.1. Расчет дальности связи по методике МККР
- •6.2.3. Расчет теневых зон радиосвязи
- •6.2.4. Распространение радиоволн внутри здания
- •6.3. Анализ распределения поля в модели "малого расстояния"
- •6.3.1. Энергия принимаемого сигнала в многолучевом радиоканале
- •6.3.2. Параметры многолучевого канала
- •6.3.3. Типы фединга в многолучевом канале
- •Заключение
- •7. Детектирование и прием цифровых сигналов
- •7.1. Критерий максимального правдоподобия
- •7.2. Корреляционный и согласованный прием
- •7.3. Согласованный фильтр
- •7.4. Достоверность приема бинарной цифровой информации в условиях белого гауссовского шума
- •7.7. Когерентное детектирование
- •7.7.1. Когерентное детектирование BPSK сигнала
- •7.7.2. Схема Костаса оптимального детектирования сигналов с угловой модуляцией
- •7.8. Тактовая синхронизация
- •Заключение
- •Прием сигналов в условиях фединга
- •8.1. Разнесенный прием в широкополосных каналах
- •8.1.1. Статистика принимаемых сигналов
- •8.1.2. Достоверность приема информации
- •8.1.3. Методы реализации разнесенного приема
- •8.2.1. Общие принципы работы эквалайзера
- •8.2.2. Линейный и нелинейный эквалайзеры
- •8.3. Интерливинг
- •Заключение
- •9. Стандарты на радиоканал мобильной связи
- •9.1. Требования к параметрам передатчика
- •9.2. Требования к параметрам приемника
- •Заключение
- •Литература
3.3.3. Квадратурная фазовая модуляция QPSK
Квадратурная фазовая модуляция QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) является четырехуровневой фазовой модуляцией (M = 4), при которой фаза ВЧ колебания может принимать четыре различных значения с шагом, равным
π / 2 . Каждое |
значение фазы |
модулированного сигнала |
|||
содержит два бита информации. Поскольку |
абсолютные |
||||
значения фаз |
не имеют значения, выберем |
их из |
ряда |
||
± π 4, ± 3π 4 . |
Соответствие |
между |
значениями |
фаз |
|
модулированного сигнала ± π 4, ± 3π 4 |
и передаваемыми |
дибитами информационной последовательности 00, 01, 10, 11 устанавливается кодом Грея (см. рис.3.13) или какимлибо иным алгоритмом. Очевидно, что значения модулирующего сигнала при QPSK модуляции изменяются в два раза реже, чем при BPSK модуляции (при одинаковой скорости передачи информации).
Комплексная огибающая g(t) при QPSK модуляции
представляет собой псевдослучайный полярный baseband сигнал, квадратурные компоненты которого, согласно
(3.41), принимают численные значения ±12 . При этом
длительность каждого символа комплексной огибающей в два раза больше, чем символов в исходном цифровом модулирующем сигнале. Как известно, спектральная плотность мощности многоуровневого сигнала совпадает со спектральной плотностью мощности бинарного сигнала при
замене тактового |
интервала Tb на символьный интервал |
||
Ts = Tb log2 M . |
Для |
четырехуровневой |
модуляции |
M = 4 и, следовательно, Ts = 2Tb. Соответственно спектральная плотность мощности QPSK сигнала (для
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
положительных частот) на основании уравнения (3.28) определяется выражением:
P( f ) = K ×{ |
sin[p×( f - fc )× 2×Tb ] 2 |
(3.51) |
|||
|
|
|
} . |
||
p×( f - f |
c |
)× 2×T |
|||
|
|
b |
|
|
Из уравнения (3.51) следует, что расстояние между первыми нулями в спектральной плотности мощности QPSK сигнала равно Df = 1Tb , что в два раза меньше, чем
для модуляции BPSK. Другими словами, спектральная эффективность квадратурной QPSK модуляции в два раза выше, чем бинарной фазовой модуляции BPSK.
|
|
|
|
|
|
cos(ωct) |
|
Формирующий |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
фильтр |
Q(t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
w(t) |
Формирователь |
|
|
|
|
s(t) |
|
квадратурных |
|
|
Сумматор |
|
|
|
компонент |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
I(t) |
|
|
sin(ωct) |
|
|
Формирующий |
|
|
|||
|
фильтр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.3.15. Квадратурный модулятор QPSK сигнала
Функциональная схема квадратурного QPSK модулятора показана на рис.3.15. На преобразователь кода поступает цифровой сигнал со скоростью R. Преобразователь кода формирует квадратурные компоненты комплексной
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
огибающей в соответствии с табл.3.2 со скоростью, в два раза меньшей по сравнению с исходной. Формирующие фильтры обеспечивают заданную полосу частот модулирующего (и соответственно модулированного) сигнала. Квадратурные компоненты несущей частоты поступают на ВЧ перемножители от схемы синтезатора частоты. На выходе сумматора имеет место результирующий модулированный QPSK сигнал s(t) в
соответствии с (3.40).
Таблица 3.2
Формирование QPSK сигнала
Фаза |
π 4 |
|
3π 4 |
− 3π 4 |
|
− π 4 |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Символ |
|
00 |
|
01 |
|
|
11 |
|
|
10 |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
cos[θk ] |
1 |
|
|
|
−1 |
|
|
|
−1 |
|
|
1 |
|
|
|
2 |
2 |
2 |
2 |
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
sin[θk ] |
1 |
|
|
|
1 |
|
|
|
−1 |
|
|
−1 |
|
|
|
2 |
2 |
|
2 |
2 |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
Q- |
1 |
|
|
|
–1 |
–1 |
|
|
1 |
|
|
|
|||
компонента |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
I-компонента |
1 |
|
|
|
1 |
|
|
|
–1 |
|
|
–1 |
Сигнал QPSK, так же как и сигнал BPSK, не содержит в своем спектре несущей частоты и может быть принят только с помощью когерентного детектора, который является зеркальным отражением схемы модулятора и
Q(t)
|
|
|
|
ФНЧ |
|
|
s(t) |
|
|
|
|
Схема |
R |
|
cos(ωct) |
|
||||
|
|
восстановления |
||||
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
цифрового |
|
|
|
|
|
|
сигнала |
|
|
|
sin(ωct) |
|
|
|
ФНЧ
I(t)
Рис.3.16. Квадратурный демодулятор QPSK сигнала
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
показан на рис.3.16.
3.3.4. Дифференциальная бинарная фазовая модуляция DBPSK
Принципиальное отсутствие несущей частоты в спектре модулированного сигнала в некоторых случаях приводит к неоправданному усложнению демодулятора в приемнике. QPSK и BPSK сигналы могут быть приняты только когерентным детектором, для реализации которого необходимо либо передавать наравне с сигналом еще и опорную частоту, либо реализовать в приемнике специальную схему восстановления несущей. Существенное упрощение схемы детектора достигается в том случае, когда фазовая модуляция реализуется в дифференциальной форме DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).
Идея дифференциального кодирования состоит в том, чтобы передавать не абсолютное значение информационного символа, а его изменение (или не изменение) относительно предыдущего значения. Другими словами, каждый последующий передаваемый символ содержит в себе информацию о предыдущем символе. Тем самым для извлечения исходной информации при демодуляции в качестве опорного сигнала можно использовать не абсолютное, а относительное значение модулируемого параметра несущей частоты. Алгоритм дифференциального бинарного кодирования описывается следующей формулой:
dk = |
mk Å dk −1 |
, |
(3.52) |
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
где {mk }- исходная бинарная последовательность; {dk }-
результирующая бинарная последовательность; Å - символ сложения по модулю 2.
Пример дифференциального кодирования показан в табл.3.3.
|
|
|
|
|
|
|
|
Таблица 3.3 |
||
Дифференциальное кодирование бинарного |
||||||||||
|
|
цифрового сигнала |
|
|
|
|
||||
{m |
|
|
|
|
1 |
|
1 |
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
{dk |
Х |
|
|
|
1 |
|
0 |
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
{dk |
|
|
|
|
1 |
|
0 |
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Аппаратно дифференциальное кодирование реализуется в виде схемы задержки сигнала на временной интервал, равный длительности одного символа в бинарной информационной последовательности и схемы сложения по модулю 2 (рис.3.17).
mk |
|
|
|
dk |
|
Логическая схема |
|||||
|
|||||
|
dk = |
|
|
|
|
|
mk Å dk −1 |
|
|||
|
|
|
|
|
Линия задержки
Рис.3.17. Дифференциальный кодер DBPSK сигнала
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
Дифференциальный некогерентный детектор DBPSK сигнала на промежуточной частоте показан на рис.3.18.
Детектор осуществляет задержку принятого импульса на один символьный интервал, а затем перемножение полученного и задержанного символов:
sk × sk−1 = dk sin(wct)dk−1 ×sin(wct) = 12 dk × dk−1 ×[1- cos(2wct)].
(3.53)
После фильтрации с помощью ФНЧ или согласованного
sk |
mk |
ФНЧ
sk–1
Линия задержки Tb
Рис.3.18. Некогерентный детектор DBPSK сигнала
фильтра в (3.53) остается только сигнал в baseband диапазоне, который с учетом (3.52) и есть исходный информационный сигнал:
dk ×dk −1 = |
mk Å dk −1 |
× dk −1 = mk . |
(3.54) |
Очевидно, что ни временная форма комплексной огибающей, ни спектральный состав дифференциального DВPSK сигнала не будут отличаться от обычного BPSK сигнала.
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
3.3.5. Дифференциальная квадратурная фазовая модуляция π/4 DQPSK
Модуляция π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) является формой дифференциальной фазовой модуляции, специально разработанной для четырехуровневых QPSK сигналов. Сигнал этого вида модуляции может быть демодулирован некогерентным детектором, как это свойственно сигналам DBPSK модуляции.
Отличие дифференциального кодирования в π/4 DQPSK модуляции от дифференциального кодирования в DBPSK модуляции состоит в том, что передается относительное изменение не модулирующего цифрового символа, а модулируемого параметра, в данном случае фазы. Алгоритм формирования модулированного сигнала поясняется табл.3.4.
Таблица 3.4
Алгоритм формирования сигнала π/4 DQPSK
Информацион |
00 |
01 |
11 |
|
10 |
ный дибит |
|
||||
|
|
|
|
|
|
Приращение |
ϕ = π 4 |
ϕ = 3π 4 |
ϕ = −3π 4 |
|
ϕ = − π 4 |
фазового угла |
|
|
|
|
|
Q-компонента |
|
Q = sin(θk )= sin(θk−1 + |
ϕ) |
||
I-компонента |
|
I = cos(θk ) = cos(θk −1 + |
ϕ) |
Каждому дибиту исходной информационной последовательности ставится в соответствие приращение фазы несущей частоты. Величина приращения фазового угла кратна π/4. Следовательно, абсолютный фазовый угол θk может принимать восемь различных значений с шагом
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
π/4, а каждая квадратурная компонента комплексной огибающей - одно из пяти возможных значений:
0, ±12 , ±1 . Переход от одной фазы несущей частоты к другой можно описать с помощью диаграммы состояний на рис.3.13 для M = 8 поочередным выбором абсолютного значения фазы несущей частоты из четырехпозиционных
ансамблей: ± π 2, ± π или ± π 4, ± 3π 4 в |
соответствии с |
вычисленным значением приращения фазы |
ϕ . |
Блок-схема π/4 DQPSK модулятора показана на рис.3.19. Исходный бинарный цифровой модулирующий сигнал поступает в преобразователь код-фаза. В преобразователе после задержки сигнала на один символьный интервал определяется текущее значение дибита и соответствующее ему приращение фазы φk несущей частоты. Это
приращение фазы поступает на вычислители квадратурных IQ компонент комплексной огибающей (табл.3.3). Выход
IQ вычислителей представляет собой пятиуровневый
|
цифровой сигнал с длительностью импульсов, в два раза |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Q = cos(θk–1 + Δφ) |
|
|
Формирующий фильтр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
cos(ωct) |
|
|
|
|
Δφk |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
wk(t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
s(t) |
|
|
Преобразователь |
|
|
|
|
|
Σ |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
код-фаза |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Δφk |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
sin(ωct) |
|
|
|
|
I = sin(θk–1 + Δφ) |
|
|
Формирующий фильтр |
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
Рис.3.19. Функциональная схема π/4 DQPSK модулятора |
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
превышающей длительность импульсов исходного бинарного цифрового сигнала. Далее квадратурные I (t), Q(t) компоненты комплексной огибающей проходят
формирующий фильтр и поступают на высокочастотные перемножители для формирования квадратурных компонент высокочастотного сигнала. На выходе высокочастотного сумматора имеет место полностью сформированный
π/4 DQPSK сигнал.
Демодулятор π/4 DQPSK сигнала (рис.3.20) предназначен для детектирования квадратурных компонент модулирующего сигнала и имеет структуру, похожую на структуру демодулятора DBPSK сигнала. Входной ВЧ сигнал r(t) = cos(ωct + θk ) на промежуточной частоте
ФНЧ
rI(t)
r(t)
Задержка τ = Ts
Решающее w(t) устройство
Сдвиг фазы Δφ = π/2
rQ(t)
ФНЧ
Рис.3.20. Демодулятор π/4 DQPSK сигнала на промежуточной частоте
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
поступает на вход схемы задержки и ВЧ перемножители. Сигнал на выходе каждого перемножителя (после удаления высокочастотных компонент) имеет вид:
rI (t) = cos(wct + qk ) ×cos(wct + qk−1) = cos(Dfk ); |
(3.55) |
|
rQ (t) = cos(wct + qk ) ×sin(wct + qk−1) = sin(Dfk ). |
||
|
Решающее устройство анализирует baseband сигналы на выходе каждого ФНЧ. Определяется знак и величина приращения фазового угла, а, следовательно, и значение принятого дибита. Аппаратурная реализация демодулятора на промежуточной частоте (см. рис.3.20) является не простой задачей из-за высоких требований к точности и стабильности высокочастотной схемы задержки. Более распространен вариант схемы демодулятора π/4 DQPSK сигнала с непосредственным переносом модулированного сигнала в baseband диапазон, как это показано на рис.3.21.
r(t) |
|
|
|
|
|
r11(t) |
|
|
|
rQ(t) |
|
|
|
|
|
τ = Ts |
|
|
|
||||
|
ФНЧ |
|
|
|
Σ |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
cos(ωct + γ) |
r1(t) |
|
r12(t) |
|
|
rI(t) |
||||
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
Σ |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
r21(t) |
|
|
sin(ωct + γ) |
|
|
r2(t) |
|
r22(t) |
ФНЧ |
τ = Ts |
|
Рис.3.21. Демодулятор π/4 QPSK сигнала в baseband диапазоне
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
Непосредственный перенос модулированного сигнала в baseband диапазон позволяет реализовать полностью
цифровую |
фильтрацию |
и |
обработку |
сигнала. |
Высокочастотный |
модулированный |
сигнал |
||
r(t) = cos(wct + qk ) поступает на |
ВЧ перемножители для |
переноса спектра модулированного колебания в baseband диапазон. Опорные сигналы, также поступающие на входы ВЧ перемножителей, не синхронизированы по фазе с несущей частотой модулированного колебания. В результате baseband сигналы на выходе фильтров низкой частоты имеют произвольный фазовый сдвиг, который считается постоянным в течение символьного интервала:
r1 |
(t) = cos(wct + qk ) ×cos(wct + g) =cos(qk - g); |
(3.56) |
|
r2 (t) = cos(wct + qk ) ×sin(wct + g) =sin(qk - g), |
|||
|
где γ - сдвиг фазы между принимаемым и опорным сигналами.
Демодулированные baseband сигналы поступают на две схемы задержки и четыре baseband перемножителя, на выходах которых имеют место следующие сигналы:
r11(t) = cos(qk - g) ×cos(qk−1 - g); |
|
r22 (t) = sin(qk - g) ×sin(qk−1 - g); |
(3.57) |
r12 (t) = cos(qk - g) ×sin(qk−1 - g); |
|
r21(t) = sin(qk - g) ×cos(qk−1 - g).
В результате суммирования выходных сигналов перемножителей исключается произвольный фазовый сдвиг γ, остается только информация о приращении фазового угла несущей частоты Δφ:
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
rQ (t) = r11(t) - r22 (t) = |
|
=cos(qk - g) ×cos(qk−1 - g) -sin(qk - g) ×sin(qk−1 - g) = |
|
= cos(qk - qk−1) = cos(Djk ); |
(3.58) |
rI (t) = r12 (t) + r21(t) = |
|
=r12 (t) = cos(qk - g) ×sin(qk−1 - g) + r21(t) =
=sin(qk - g) ×cos(qk−1 - g) = sin(qk - qk−1) = sin(Djk ).
Реализация схемы задержки в baseband диапазоне и
последующая цифровая обработка демодулированного сигнала существенно повышают стабильность работы схемы и достоверность приема информации.
3.3.6. Квадратурная сдвиговая фазовая модуляция
OQPSK
Квадратурная сдвиговая фазовая модуляция OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) является частным случаем квадратурной модуляции QPSK. Огибающая несущей частоты QPSK сигнала теоретически постоянна. Однако при ограничении полосы частот модулирующего сигнала свойство постоянства амплитуды фазомодулированного сигнала утрачивается. При передаче сигналов с BPSK или QPSK модуляцией изменение фазы на символьном интервале может быть величиной π или p2 . Интуитивно
понятно, что чем больше мгновенный скачок фазы несущей, тем больше сопутствующая АМ, возникающая при ограничении спектра сигнала. В самом деле, чем больше величина мгновенного изменения амплитуды сигнала при изменении его фазы, тем большую величину имеют гармоники спектра, соответствующего этому временному скачку. Другими словами, при ограничении спектра сигнала
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
величина возникающей внутренней АМ будет пропорциональна величине мгновенного скачка фазы несущей частоты.
В QPSK сигнале можно ограничить максимальный скачок фазы несущей, если использовать временной сдвиг величиной Tb между Q и I каналами, т.е. ввести элемент
задержки величиной Tb в канал Q или I. Использование
временного сдвига приведет к тому, что полное необходимое изменение фазы будет происходить в два этапа: сначала изменяется (или не изменяется) состояние одного канала, затем другого. На рис.3.22 показана последовательность модулирующих импульсов Q(t) и I (t) в
квадратурных каналах для обычной QPSK модуляции.
Q(t)
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
I(t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
I(t–Tb) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2Ts |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ts |
Рис.3.22. Модулирующие сигналы в I/Q каналах при QPSK
и OQPSK модуляции
Длительность каждого импульса равна Ts = 2Tb . Изменение фазы несущей при изменении любого символа в I или Q
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com