2.2.2. Параметры цифровых сигналов
Скорость передачи символов D обратно пропорциональна длительности передаваемого символа (символьного интервала Ts ):
D = |
1 |
[бод]. |
(2.9) |
|
T |
||||
|
|
|
||
|
s |
|
|
Скорость передачи информации R пропорциональна количеству бит информации m в передаваемом символе и обратно пропорциональна длительности символа Ts :
R = |
m |
= |
1 |
[бит/с]. |
(2.10) |
|
T |
||||
|
T |
|
|
||
|
s |
b |
|
|
|
Для бинарного сигнала количество уровней M = 2, |
|||||
количество бит информации |
в символе |
m = log2 M = 1. |
|||
Символьная скорость и скорость передачи |
информации |
|
совпадают, также совпадают символьный |
и |
битовый |
временные интервалы: D = R , Ts = Tb . Для |
сигнала |
|
четырехуровневого сигнала количество бит информации в символе m = 2; скорость передачи символов D в два раза меньше, чем битовая скорость передачи информации R.
Полоса частот В, занимаемая цифровым baseband сигналом, определяется расстоянием от нулевой частоты до первого нуля в спектральной плотности мощности или оценивается из следующего уравнения:
F = B ³ |
D |
. |
(2.11) |
m |
2 |
|
Отметим, что полоса частот, занимаемая цифровым сигналом, зависит от скорости передачи символов, но не от скорости передачи информации. Это подтверждает сделанное ранее утверждение, что четырехуровневый сигнал занимает вдвое меньшую полосу частот по
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
сравнению с бинарным сигналом при одинаковой скорости передачи информации.
Средняя энергия E, передаваемая одним импульсом цифрового сигнала, определяется с использованием уравнения (2.1):
Ts / 2 |
Ts / 2 |
Ek = ò[Ak × qk (t)]2 dt = Ak2 |
òqk2 (t) dt = Ak2 × Eq , (2.12) |
−Ts / 2 |
−Ts / 2 |
где Ek - средняя энергия одного импульса на нагрузке 1 Ом; Ak - амплитуда импульса; Eq - энергия импульса с
единичной амплитудой.
Спектральная плотность мощности PSD(f) характеризует распределение мощности в спектре сигнала. Кроме того, она характеризует как периодические процессы, так и непериодические или случайные процессы. Так, например, этой функцией описывается спектральная характеристика шума или псевдослучайной цифровой последовательности.
Предположим, что некоторая функция времени (ток или напряжение) существует на ограниченном временном интервале:
w(t) = wT (t) при
w(t) = 0 |
при |
Средняя нормализованная (на определению равна
|
|
|
T |
|
|
P = lim |
1 |
× |
2 w2 |
(t)dt |
|
|
|||||
T →∞ T |
ò |
T |
|
||
|
|
|
−T |
|
|
|
|
|
2 |
|
|
- T2 < t < T2 ,
t < - T2 ; t > T2 .
1 Ом нагрузки) мощность по
T
= lim 1 × ò2 w2 (t)dt .
T →∞ T
−T2
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
В соответствии с теоремой Парсеваля
∞ |
∞ |
ò w* (t) × w(t) dt = òW * ( f ) ×W ( f ) df |
|
−∞ |
−∞ |
интеграл по времени можно заменить интегралом по частоте:
|
1 |
|
∞ |
|
|
2 |
∞[ lim |
|
|
W ( f ) |
|
2 |
]df . |
||
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
P = lim |
× |
|
W ( f ) |
|
df = |
|
|
|
|||||||
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
||||||||||
T →∞ T |
|
ò |
|
|
|
|
ò |
T →∞ |
|
T |
|
||||
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
−∞ |
|
|
−∞ |
|
|
|
|
|
|
|
||
Выражение под интегралом и есть спектральная плотность мощности, имеющая размерность Вт/Гц:
PSD( f ) = lim |
|
W ( f ) |
|
2 |
. |
|
(2.13) |
|
|
|
|
||||||
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
||||
|
T →∞ |
|
T |
|
|
|||
Автокорреляционная |
функция |
есть |
обратное |
|||||
преобразование Фурье от спектральной плотности мощности:
|
|
|
T |
|
R(t) = lim |
1 |
× |
2 w(t) × w(t + t)dt . |
(2.14) |
|
||||
T →∞ T |
|
ò |
|
|
|
|
|
−T |
|
|
|
|
2 |
|
2.2.3. Спектральная плотность мощности цифровых сигналов
Бинарные цифровые сигналы являются самым распространенным видом цифровых сигналов. Существует очень большое количество бинарных цифровых сигналов, отличающихся спектральным составом, формой импульсов и т.д. Далее подробно рассмотрим спектральные характеристики самых распространенных из них, а также спектральные характеристики многоуровневых сигналов и сигналов с синтезированной формой импульса.
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
Униполярный NRZ сигнал. При положительной логике |
|||||||||
передаваемая |
информационная |
единица |
цифрового |
||||||
сообщения |
представляется |
|
|
|
|
|
|||
положительным |
значением |
+A |
|
|
|
|
|||
амплитуды импульса +A, |
0 |
|
|
|
t |
||||
передаваемый |
|
|
|
|
|
|
|
||
информационный |
|
ноль |
Рис.2.4. Униполярный сигнал |
||||||
представляется |
нулевой |
|
|
|
|
|
|||
амплитудой импульса. Униполярный сигнал, передающий |
|||||||||
бинарное цифровое сообщение 1011101, показан на рис.2.4. |
|||||||||
Полярный NRZ сигнал. |
|
|
|
|
|
||||
Передаваемые |
|
|
|
+A |
|
|
|
|
|
информационные |
единица и |
|
|
|
|
t |
|||
ноль цифрового |
сообщения |
0 |
|
|
|
|
|||
представляются |
+A |
|
–A |
|
|
|
|
||
положительной |
и |
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|||||
отрицательной |
|
–A |
|
Рис.2.5. Полярный сигнал |
|||||
амплитудами |
|
импульса |
|
||||||
цифрового |
|
сигнала |
|
|
|
|
|
||
соответственно. Полярный цифровой сигнал, передающий |
|||||||||
бинарное сообщение 1101001, показан на рис.2.5. |
|
|
|||||||
Униполярный RZ сигнал. Передаваемая информационная |
|||||||||
единица представляется импульсом, амплитуда первой |
|||||||||
половины которого равна +A, амплитуда второй половины - |
|||||||||
нулю. Информационный ноль передается импульсом с |
|||||||||
нулевой |
амплитудой. |
Униполярный |
цифровой |
сигнал, |
|||||
+A |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
Ts |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.2.6. Униполярный RZ сигнал |
|
|
||||
передающий бинарное сообщение 1101001, показан на рис.2.6.
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
Сигнал "Манчестер". Передаваемая информационная единица представляется импульсом, первая половина которого имеет амплитуду +A, вторая половина - амплитуду –A; передаваемый информационный нуль представляется импульсом, первая половина которого имеет
+A
0
–A
Ts
t |
Рис.2.7. Cигнал "Манчестер"
отрицательную амплитуду –A, вторая половина - положительную амплитуду +A. Сигнал "Манчестер", передающий бинарное сообщение 1101001, показан на рис.2.7.
Расчет спектральных характеристик цифрового сигнала имеет некоторую особенность. Дело в том, что цифровой baseband сигнал не является ни периодическим, ни непериодическим сигналом. При достаточной длине цифровой информационной последовательности ее следует рассматривать как псевдослучайную.
Без вывода в дальнейшем используем важную формулу, определяющую спектральную плотность мощности PSD (Power Spectrum Density) псевдослучайного цифрового сигнала [3]:
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
|
|
|
Q( f ) |
|
2 |
¥ |
j×2×p×k× f ×Tb |
|
|
|
|
||||
PSD( f ) = |
|
|
|
|
× åR(k) *e |
, |
|
|
|
|
|
||||
|
|
Tb |
|
||||
|
|
|
|
k =-¥ |
(2.15) |
||
M |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
||
R(k) = å(an ×an+k )i × pi , |
|
||||||
i=1 |
|
|
|
|
|
|
|
где Q( f ) - преобразование |
|
Фурье от |
временной формы |
||||
импульса q(t) ; R(k) - автокорреляционная функция псевдослучайной последовательности; an ,an+k - абсолютные уровни импульсов на n-й и (n + k)-й позициях; pi -
вероятность появления сочетания символов; M - количество уровней цифрового сигнала; Tb - длительность битового интервала.
Покажем применение этой формулы на примере расчета спектральной плотности мощности для различного вида цифровых сигналов.
Спектральная плотность мощности бинарного униполярного NRZ сигнала. Предполагается, что все значения символов в передаваемом сообщении появляются независимо и случайным образом. Для k = 0 в автокорреляционной функции R(k) (2.15) возможны всего
два сочетания амплитуд импульсов: A·A или 0·0. Для псевдослучайной последовательности оба эти варианта равновероятны и, следовательно, p1 = p2 = 1
2 . В результате
получим:
2
R(0) = å(an × an )i × pi = A2 × 12 + 0 × 12 = 12 × A2 . (2.16a)
i=1
Для k ≠ 0 возможны четыре варианта сочетаний амплитуд в цифровом сигнале: A·A, 0·0, A·0, 0·A. Вероятность появления pi каждого сочетания равна 1/4. Следовательно,
автокорреляционная функция R(k) имеет вид
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
2
R(k) =å(an ×an+k )i × pi = A2 × 14 + A×0× 14 +0× A× 14 +0×0× 14 = 14 × A2. (2.16б)
i=1
Преобразование Фурье от прямоугольного импульса:
|
Tb 2 |
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
wT |
|
sin(pfT ) |
|
||||||
Q( f ) = |
òq(t) ×cos(wt)dt = |
|
|
× 2sin( |
2b ) = |
pf |
b |
, (2.17) |
||||||||||||||
|
w |
|||||||||||||||||||||
|
-Tb |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
где q(t) =1 - прямоугольный импульс на интервале Tb . |
||||||||||||||||||||||
Подставляя (2.16) и (2.17) в (2.15), получим: |
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
Q( f ) |
|
2 |
|
|
|
|
|
¥ |
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
PSD( f ) = |
|
|
|
|
×[R(0) + |
åR(k) ×e j×2×p×k× f ×Tb ]= |
||||||||||||||||
|
Tb |
|
|
|
||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k =-¥ |
|
|
|
|
|
||||
|
1 |
×[sin(pfTb ) |
|
|
|
|
A2 |
|
|
¥ |
|
|
|
|
|
|||||||
= |
]2 |
× |
×[1+ |
åe j×p×2×k |
× f ×Tb ]. |
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
|
Tb |
|
|
pf |
|
|
|
4 |
|
|
|
k =-¥ |
|
|
|
|
||||||
Учитывая, что |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
¥ |
|
|
|
j×2×p×k×T |
1 |
|
|
|
|
|
|
k |
|
sin(pfT ) |
|
|
||||||
å e |
|
|
|
b = |
|
×åd( f - |
|
) и |
|
pfT b |
= 0 |
|||||||||||
|
|
|
T |
T |
|
|||||||||||||||||
k =-¥ |
|
|
|
|
|
|
|
b |
|
|
|
|
|
|
b |
|
|
b |
|
|
||
для всех f = |
k |
при k ¹ 0 , |
|
T |
|||
|
|
||
|
b |
|
PSD( f ) = A2Tb ×[ 4
окончательно получим:
sin(pfTb ) |
]2 |
×[1+ |
1 |
d( f )] . |
(2.18) |
|
T |
||||||
pfT |
|
|
|
|
||
b |
|
|
b |
|
|
Наличие d -функции в (2.18) означает, что величина постоянной составляющей в спектре униполярного сигнала определяется внешними воздействиями или цепями по постоянному току. Нормированная зависимость
PSD(fT |
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
0,8 |
2 |
|
|
|
|
|
0,6 |
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0,4 |
|
|
4 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
3 |
|
|
|
|
0,2 |
|
|
|
|
|
fTs |
0 |
0,5 |
1 |
1,5 |
2 |
2,5 |
3 |
Рис.2.8. Спектральная плотность мощности цифровых сигналов:
1 - униполярный NRZ; 2 – полярный; 3 - униполярный RZ; 4 - "Манчестер"
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
спектральной |
плотности |
мощности |
PSD( f ×Tb ) |
униполярного сигнала с прямоугольной формой импульса показана на рис.2.8.
Спектральная плотность мощности бинарного полярного NRZ сигнала. Автокорреляционная функция R(k) полярного сигнала определяется аналогично (2.16):
2 |
|
|
|
1 |
|
|
|
1 |
|
|
|
R(0) = å(an × an )i × pi = A2 × |
+ (-A)2 × |
= A2 |
для k = 0 , |
||||||||
i =1 |
|
|
|
2 |
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(2.19a) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4 |
2 |
|
|
|
2 |
|
A×(-A) |
|
|
||
R(k) =å(an ×an)i × pi = |
A |
+ |
(-A) |
+2× |
=0 |
для k ¹ 0 . |
|||||
4 |
|
|
|||||||||
i=1 |
|
|
4 |
|
|
|
4 |
|
|
|
|
(2.19б)
Используя уже вычисленное преобразование Фурье для прямоугольного импульса (2.17), получим искомую спектральную плотность мощности:
PSD( f ) = A2T ×[sin(pfTb )]2 . |
(2.20) |
b pfTb
В отличие от униполярного сигнала спектральная плотность мощности полярного сигнала не содержит δ -функции на нулевой частоте. Спектральная плотность мощности полярного сигнала с прямоугольными импульсами, нормализованная на среднюю энергию на один бит
информации Ek = A2Tb , показана на рис.2.8.
Спектральная плотность мощности униполярного RZ
сигнала. Автокорреляционная функция для этого сигнала совпадает с соответствующей функцией униполярного NRZ сигнала. Преобразование Фурье от прямоугольного импульса совпадает с вычисленным ранее (2.17) с точностью до коэффициента 1/2 при длительности символа Tb , так как длительность ненулевой амплитуды импульса
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
при передаче информационной единицы в униполярном сигнале RZ в два раза короче, чем в униполярном сигнале
NRZ:
F( f ) = |
Tb ×[sin(pfTb / 2) |
] . |
(2.21) |
|
|
2 |
pfT / 2 |
|
|
|
|
b |
|
|
Подставляя (2.16) и (2.21) в (2.15), получим выражение для спектральной плотности мощности:
|
A2Tb |
|
sin(pfTb / 2) |
2 |
1 |
∞ |
n |
|
|
PSD( f ) = |
|
×[ |
pfT / 2 |
] |
×[1+ |
|
å d( f - |
|
)]. (2.22) |
16 |
T |
T |
|||||||
|
|
|
b |
|
|
b n=−∞ |
b |
|
|
Спектральная плотность мощности униполярного RZ сигнала содержит δ -функции на нулевой частоте и всех частотах, кратных скорости передачи информации R =1
Tb . Графически зависимость (2.22), нормированная на среднюю
энергию на один бит информации Ek = A2 ×Tb 
4 , показана на
рис.2.8.
Спектральная плотность мощности сигнала
"Манчестер". Преобразование Фурье от временной формы сигнала "Манчестер" определяется по формуле
0 |
Tb / 2 |
sin2(pfT /2) |
|
|
||
F( f ) = ò |
sin(pft)dt- ò sin(pft)dt=Tb × |
b |
|
. |
(2.23) |
|
pfTb /2 |
||||||
−Tb / 2 |
0 |
|
|
|||
Автокорреляционная функция для этого сигнала, как и для любого сигнала с импульсами полярной формы, определяется только значением автокорреляционной функции в нуле (2.19). Подставляя (2.19) и (2.23) в (2.15),
получим выражение для спектральной плотности мощности:
PSD( f ) = A2T [sin(pfTb / 2) |
]2 |
×sin2 (pfT / 2) . |
(2.24) |
|
b |
pfTb / 2 |
|
b |
|
|
|
|
|
|
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
Графически зависимость (2.24), нормированная на среднюю |
||||||||||||
энергию на один бит информации |
E |
k |
= A2T , |
показана на |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
b |
|
|
|
|
рис.2.8. Характерной особенностью кода "Манчестер" |
||||||||||||
является отсутствие постоянной составляющей в спектре |
||||||||||||
сигнала. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Спектральная |
плотность |
мощности |
многоуровневых |
|||||||||
сигналов. Как было показано ранее, применение |
||||||||||||
многоуровневых |
сигналов |
позволяет |
уменьшить |
|||||||||
занимаемую |
полосу |
частот. |
При |
переходе |
к |
|||||||
многоуровневым |
сигналам |
|
длительность |
бинарного |
||||||||
символа Tb и битовая скорость |
|
передачи |
R =1 Tb |
|||||||||
заменяются длительностью символьного интервала Ts и |
||||||||||||
скоростью |
передачи |
символов |
|
|
D =1 Ts |
= R m , |
где |
|||||
m = log2 M , |
M |
- |
количество |
|
|
уровней |
сигнала. |
|||||
Соответственно сдвигается и первый нуль в зависимости |
||||||||||||
спектральной мощности от частоты: |
F0 = R / m . |
|
|
|
||||||||
В качестве примера рассмотрим передачу цифрового |
||||||||||||
сообщения с помощью полярного 8-уровневого сигнала с |
||||||||||||
импульсами прямоугольной формы, причем амплитуды |
||||||||||||
импульсов могут принимать одно из следующих значений: |
||||||||||||
+ 7, + 5, + 3, +1, −1, − 3, − 5, − 7 . Автокорреляционная функция |
||||||||||||
R(0) = 21 |
для |
принятых |
амплитуд |
импульсов, |
||||||||
автокорреляционная функция для остальных значений k |
||||||||||||
равна нулю. |
Производя замену Ts = 3Tb |
в формуле PSD( f ) |
||||||||||
для биполярного полярного сигнала (2.20), получим: |
|
|||||||||||
PSD( f ) = 21A2T [sin(πfTs )]2 |
= 63A2T [sin(πf 3Tb )]2 . |
(2.25) |
||||||||||
|
|
s |
πfTs |
|
|
b |
|
πf 3Tb |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
Графически зависимость (2.25) показана на рис.2.9. Если |
||||||||||||
PSD(fTb) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1,0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0,8 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0,6 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0,4 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0,2 |
1 |
2 |
|
3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
fTb |
0 |
|
|
0,5 |
|
1,0 |
|
|
|
1,5 |
|
2,0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
Рис.2.9. Спектральная плотность мощности:
1 - полярный 8-уровневый сигнал; 2 - полярный бинарный сигнал;
3 - полярный бинарный сигнал с косинусоидальными импульсами
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
первый нуль спектральной плотности мощности 8- уровневого полярного сигнала расположен в точке fTb = 0,33, то для бинарного полярного сигнала этот ноль
расположен в точке fTb = 1.
Выигрыш в ширине полосы частот при использовании многоуровневого сигнала оценивается по величине спектральной эффективности, которая определяется следующим уравнением:
h = mR B = D B , |
(2.26) |
где B - ширина полосы частот сигнала, определенная по первому нулю в распределении спектральной плотности мощности.
Спектральная эффективность M-уровневого сигнала в раз выше, чем бинарного сигнала при
одинаковой скорости передачи информации и одинаковой форме импульса.
Спектральная плотность мощности сигналов с синтезированной формой импульсов. Все ранее рассмотренные примеры вычисления спектральной плотности мощности относились к сигналам с прямоугольной формой импульсов. В качестве примера расчета спектральной плотности мощности сигнала с синтезированной формой импульса рассмотрим бинарный полярный сигнал с косинусоидальным импульсом, как это определено в (2.7,а). Автокорреляционная функция бинарного полярного сигнала определяется по формуле (2.19). Подставляя (2.7а), (2.19а) и (2.19б) в общую формулу для спектральной плотности мощности (2.15), получим:
PSD( f ) = |
4A2Tb |
×[ |
cos(ptTb ) |
] |
2 |
. |
(2.27) |
p2 |
1- 4( fT )2 |
|
|||||
|
|
|
b |
|
|
|
|
Нормированная спектральная плотность мощности,
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
соответствующая формуле (2.27), показана на рис.2.9. Из рисунка следует, что ширина главного лепестка в распределении спектральной плотности мощности сигнала с косинусоидальным импульсом в 1,5 раза больше, чем для сигнала с прямоугольным импульсом. Но одновременно амплитуды побочных лепестков существенно меньше.
На основании вычисленной спектральной плотности мощности цифровых baseband сигналов можно сделать следующие выводы относительно их свойств и области применения.
Самосинхронизация. В некоторых системах связи необходимо, чтобы сигнал содержал дискретные спектральные составляющие, позволяющие легко выделить тактовую частоту синхронизации. Униполярный RZ сигнал наиболее предпочтителен с этой точки зрения, поскольку содержит спектральную составляющую на частоте R =1/Tb .
Занимаемая полоса частот. В системах связи с узкополосными модулирующими сигналами для каждого частотного канала отводится очень ограниченный участок спектра. Следовательно, модулирующий сигнал должен занимать минимальную полосу частот. По этому критерию следует использовать многоуровневые сигналы, ширина полосы которых всегда меньше, чем бинарных.
Величина спектральной составляющей вблизи нулевой частоты. Очень часто при построении модуляторов или демодуляторов необходимость поддержки работы устройства с постоянной составляющей усложняет схему или делает невозможным оптимальную схемную конфигурацию. С этой точки зрения предпочтительно использовать в системах связи сигнал "Манчестер", в котором отсутствует мощность в области нулевой частоты.
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
Спектральная эффективность. Чем выше спектральная эффективность цифрового сигнала, тем больший объем информации можно передать в заданной полосе частот. В табл.2.1 показана рассчитанная по (2.26) спектральная эффективность некоторых цифровых сигналов.
Таблица 2.1
Спектральная эффективность цифровых сигналов
Сигнал |
Первый нуль |
Спектральная |
спектральной |
эффективност |
|
|
плотности |
ь |
|
мощности |
|
Униполярный NRZ |
R |
1 |
Полярный NRZ |
R |
1 |
Униполярный RZ |
2*R |
1/2 |
Манчестер NRZ |
2*R |
1/2 |
Многоуровневый |
R/m |
m>1 |
NRZ |
|
|
Уровень боковых лепестков. При ограничении спектра сигнала путем удаления боковых лепестков в спектральной плотности мощности обязательно происходит искажение временной формы импульсов, причем величина этих искажений прямо пропорциональна энергии, заключенной в боковых лепестках. Следовательно, сигналы с непрямоугольной (синтезированной) формой импульса будут подвергаться меньшим искажениям при ограничении их спектра по сравнению с сигналами с прямоугольным импульсом. Одновременно большая энергия, заключенная в главном лепестке, означает и большую нормированную энергию на бит передаваемой информации, что, при прочих
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com