Д.1.2 Реверсивні імпульсні перетворювачі постійної напруги

Реверсивні імпульсні перетворювачі постійної напруги дозволяють здійснювати безконтактне плавне регулювання та реверсування струму в споживачах постійного струму. Як правило, реверсивні ІП виконуються за мостовою схемою, в одну діагональ якої подається постійна напруга від джерела живлення U_d, а в другу діагональ вмикається навантаження. Зустрічно-паралельно тиристорним (транзисторним) ключам вмикаються діоди, які забезпечують протікання струму в активно-індуктивному навантаженні при розмиканні ключів. Схема на рис. Д.1.7,а виконана на повністю керованих ключах (тиристорах).

Для реверсивних (мостових) ІП застосовують три способи керування ключами: симетричний, несиметричний та почерговий.

При симетричному керуванні відкриваються по черзі попарно (одночасно) ключі VS1-VS2, а потім VS3-VS4. Коли, наприклад, відкриті VS1-VS2, енергія споживається з мережі і забезпечується полярність напруги на навантаженні, вказана без дужок (див. діаграми на рис. Д.1.7,б).

При закриванні ключів VS1-VS2 і відкриванні VS3-VS4 (момент часу t₀) напруга на навантаженні реверсується, а струм навантаження за рахунок ЕРС самоіндукції зберігає свій напрям і замикається через зворотні діоди VD3-VD4 на джерело живлення (пунктирна лінія). Потім в момент часу Т знову відкривається перша пара тиристорів VS1-VS2. Змінюючи інтервали додатного та від’ємного імпульсів напруги, можна регулювати величину і полярність напруги на навантаженні. Величина середнього значення та полярність вихідної напруги визначається з різниці додатної та від’ємної площ, заштрихованих на рисунку, і знаходиться з виразу:

U_н.ср. = U_d (2 - 1), (Д.1.9)

або U_н.ср. = U_d ,

де t_імп.1, t_імп.2 – відповідно тривалість імпульсу додатної та від´ємної напруг;  = - коефіцієнт регулювання додатного імпульсу. Тобто при =1 U_н.ср=U_d, при = 0,5 U_н.ср= 0, а при = -1 U_н.ср= -U_d.

Недоліком симетричного регулювання є зміна знаку миттєвих значень вихідної напруги та значні пульсації напруги на навантаженні, що потребує значної індуктивності згладжуючого дроселя. Тому такий спосіб керування застосовується в перетворювачах невеликої потужності.

Пульсації зменшуються, якщо на інтервалі t_імп.2 створюється нульовий рівень (пауза) вихідної напруги, і тому вона має форму однополярних імпульсів додатної чи від’ємної полярності. Таку форму отримують при несиметричному керуванні. При цьому для створення вихідної регульованої напруги певної полярності ключі однієї колонки моста відкриваються по черзі в протифазі, а в другій колонці один вентиль постійно відкритий, а другий закритий. Так, наприклад, для створення вихідної напруги з полярністю, вказаною без дужок (див. рис. Д.1.7,в), постійно відкритий ключ VS2, а VS3 запертий. Керуючим ключем є VS1, який в протифазі працює з ключем VS4. Для активно-індуктивного навантаження при відкритому ключі VS1 (на інтервалі 0tt₀) струм споживається від джерела живлення і протікає через ключі VS1 та VS2.

При закриванні VS1 в момент часу t₀ (в цей час отримує відкриваючий імпульс і ключ VS4) струм навантаження, зберігаючи свій напрям, замикається через ключ VS2, спільну мінусову шину та зворотний діод VD4. Напруга на навантаженні при цьому рівна нулю (інтервал t₀tT). Черговий імпульс вихідної напруги створюється при повторному відкриванні VS1. Для забезпечення напруги протилежної полярності в протифазі керуються ключі VS2 і VS3, а постійно відкритим ключем є VS4. Тоді керуючим ключем працює VS3, а розрядний контур створюється через VS4-VD2 та мінусову шину (див. рис. Д.1.7,а).

а) б)

в) г)

Рис. Д.1.7

При роботі на якір машини (проти ЕРС Е_м) можливі два основних випадки. В першому випадку, коли машина працює двигуном і виконується умова U_d>E_м, робота вентилів аналогічна тій, що відповідає вище описаній при активно-індуктивному навантаженні. В другому випадку, коли маємо режим рекуперативного гальмування і виконується умова U_d<E_м, напрям струму навантаження стає протилежним. При цьому, коли відкритий VS4, енергія в індуктивності якірного кола машини накопичується під впливом ЕРС Е_м, а коли ключ VS4 закривається, ця енергія повертається в джерело через зворотні діоди VD1 та VD2. Можливий третій варіант, коли U_d  E_м. Тоді струм навантаження є змінний (цей випадок на часових діаграмах не відображений).

При почерговому керуванні відкриваються два ключі, які розташовані в протилежних сторонах моста, тоді як друга пара ключів постійно закрита. Якщо, наприклад, керування відбувається ключами VS1 та VS2, то ключі VS3 та VS4 закриті. Причому ключі VS1 та VS2 відкриваються не одночасно, як при симетричному керуванні, а із зсувом в часі, рівним періоду вихідних імпульсів напруги ІП. Таким же інтервалом визначається і момент закривання цих ключів. В результаті частота роботи кожного ключа в два рази менша, ніж частота вихідної напруги. Часові діаграми роботи ІПН з почерговим керуванням приведені на рис. Д.1.7,г. В ті моменти, коли, наприклад, відкриті обидва ключі VS1, VS2, енергія споживається від джерела живлення і забезпечується полярність на навантаженні, вказана без дужок. При закриванні ключа VS1 енергія, накопичена в індуктивності навантаження, розряджається через відкритий ключ VS2, спільну мінусову шину та діод VD4. Напруга на навантаженні в цей час рівна нулю. Потім в момент Т знову відкривається ключ VS1 і навантаження під’єднується до джерела живлення, але після закривання ключа VS2 розряд енергії йде по контуру VS1-плюсова шина-VD3, забезпечуючи нуль напруги на виході. При реверсі вихідної напруги аналогічним чином працюють ключі VS3-VS4 та діоди VD1-VD2. Таким чином, при почерговому керуванні вихідна напруга має вигляд однополярних імпульсів певної полярності, як і при несиметричному керуванні. В обох останніх випадках зменшуються пульсації вихідної напруги та габарити згладжуючих дроселів у колі наванатження.

Із розглянутого видно, що при симетричному та несиметричному керуванні забезпечується двосторонній обмін енергією між джерелом живлення і навантаженням, а при почерговому керуванні лише в одному напрямі – від джерела живлення до навантаження.

Д.1.3 Імпульсні перетворювачі постійної напруги на

одноопераційних тиристорах

Як відомо, одноопераційний тиристор відкривається по каналу керуючого електрода шляхом подачі керуючого імпульсу на останній, а закривається по каналу анодного струму, коли напруга між анодом та катодом тиристора стає рівною нулю або зворотною. Тому для закривання одноопераційних тиристорів в необхідний момент часу в схемах застосовують спеціальні вузли примусової штучної комутації. В цих вузлах, як правило, використовують принцип попереднього заряду конденсатора до напруги певної величини та полярності, з допомогою якої і здійснюється примусова комутація тиристора.

Перш ніж розглянути приклади схем із застосуванням одноопераційних тиристорів в імпульсних перетворювачах слід зупинитися на основних принципах штучної комутації.

Комутаційних схем існує досить багато, але їх можна розділити на: схеми з паралельною та схеми з послідовною комутацією.

В схемах з паралельною комутацією комутуючий конденсатор С_к під час комутаційного процесу під´єднується до силового тиристора VS_c або паралельно до навантаження Z_н (відповідно схеми на рис. Д.1.8,а та Д.1.8,б). В першому випадку до тиристора прикладається зворотна напруга U_а.звор=U_с. При цьому напруга на навантаженні на протязі часу комутаційного процесу рівна U_н=U_d+U_c. В другому випадку U_а.звор=U_с-U_d, а напруга на навантаженні U_н=U_c. Але в обох випадках напруга U_н залежить від напруги на конденсаторі, яка змінюється в залежності від струму через навантаження.

При послідовній комутації напруга комутуючого конденсатора С_к чи інші елементи комутуючої схеми вводяться послідовно з силовим тиристором (рис. Д.1.8.в). При замиканні ключа К тиристор знаходиться під дією напруги U_а.звор=U_с-U_d, а напруга на навантаженні U_н= 0, так як і конденсатор і джерело живлення U_d будуть відокремлені від навантаження закритим тиристором VS_c, що є характерною ознакою для схем з послідовною комутацією.

a) б) в)

Рис. Д.1.8

Приклад схеми послідовного імпульсного перетворювача постійної напруги з широтно-імпульсною модуляцією та застосуванням вузла штучної комутації, ввімкнутого паралельно до силового тиристора, наведений на рис. Д.1.9,а. Тут тиристор VS_c, розрядний діод VD_o та навантаження R_н-L_н є основними елементами силового кола, а тиристор VS_к, конденсатор С_к, діод VD1 та індуктивність L_к є допоміжними елементами, які утворюють вузол штучної комутації силового тиристора VS_с. Часові діаграми роботи схеми зображені на рис. Д.1.9,б.

іс1 а)

б)

Рис. Д.1.9

При подачі напруги U_d і закритому ще VS_с конденсатор С_к заряджається по контуру С_к-VD1-L_к-R_н-L_н до напруги U_c=U_d з вказаною без дужок полярністю. В момент часу t₁, коли на тиристор VS_c подається керуючий імпульс U_к1, він відкривається і до навантаження прикладається напруга U_н=U_d і струм через VS_c буде рівним струму через навантаження і_а=і_н. Для конденсатора розрядний контур розірваний завдяки закритим вентилям VS_к та VD1. В момент часу t₂, коли подається імпульс U_к2 для відкривання допоміжного тиристора VS_к, конденсатор С_к перезаряджається по контуру С_к-VS_c-L_к-VS_к під впливом коливного процесу, що виникає в L_к-С_к контурі, до напруги протилежної полярності (вказаної в дужках) з величиною, близькою до U_d. Коливний процес триває до моменту часу t₃ з тривалістю t₀=  (півперіода коливного процесу). В момент часу t₃ тиристор VS_к закривається (струм через нього впаде до нуля), а тиристор VS_c виявиться під дією зворотної напруги на конденсаторі С_к і теж закриється. Відразу ж конденсатор починає перезаряджатися струмом і_с1, що протікає через навантаження, діод VD1 і індуктивність L_к (і_с1const). В момент часу t₄ напруга на конденсаторі U_c= 0. Різниця t₄-t₃ – це час прикладання до тиристора зворотної напруги, коли тиристор повинен відновити свої запираючі властивості. На інтервалі часу t₄-t₅ конденсатор заряджається знову до початкової напруги і від моменту t₆, коли приходить керуючий імпульс U_к1, процес повторюється. На інтервалі t₅-t₆ навантаження зашунтовується діодом VD_o і напруга U_н= 0, а струм підтримується за рахунок ЕРС самоіндукції в L_н.

Величина ємності комутуючого конденсатора С_к може бути визначена з таких міркувань. Зворотна напруга на тиристорі повинна діяти протягом часу t_розр., коли конденсатор встигає розрядитися від напруги U_c=К_зU_d, до якої він перезарядився в результаті коливного процесу, до нуля. Виходячи з цього і користуючись відомою формулою для конденсатора можна записати для струму розряду

І_с.розр. = І_н  С_к , (Д.1.10)

де К_з=(0,8…0,9) – коефіцієнт заряду конденсатора.

Якщо прийняти, що час розряду конденсатора рівний часові вимикання тиристора, тобто t_розр= t_вик, то маємо:

С_к = . (Д.1.11)

При зміні струму навантаження І_н змінюється час перезаряду конденсатора на ділянці часу t₃-t₅, а значить і форма та величина вихідної напруги. Щоб стабілізувати зовнішню характеристику перетворювача і час розряду конденсатора, силовий тиристор шутнують діодом VD2. При цьому на ділянці t₃-t₅ перезаряд конденсатора носить такий же коливний характер, як і на ділянці t₂ – t₃, тільки по контуру С_к-VD1-L_к-VD2 з тією ж тривалістю t₀=  . Форма напруги тепер більше наближається до прямокутної.

Рис. Д.1.10

На рис. Д.1.10 зображена схема ІПН з послідовною комутацією і частотно-імпульсною модуляцією та часові діаграми, які ілюстують її роботу. Тут пари тиристорів VS1-VS2 та VS3-VS4 виконують роль як силових так і комутуючих тиристорів і почергово пропускають струм навантаження (разом з комутуючим конденсатором С_к, який кожен раз увімкнений послідовно з тиристорами і навантаженням). Навантаженням служать якір машини постійного струму та дросель L. До моменту часу t₁ була ввімкнута, наприклад, пара тиристорів VS3-VS4 і С_к був заряджений до напруги U_d з полярністю вказаною в дужках. В момент часу t₁ відкривається пара тиристорів VS1-VS2 і до якоря машини прикладається сума напруги джерела живлення U_d та напруги на конденсаторі, тобто U_н=2U_d, тому що ці напруги діють згідно. Тепер струм якоря протікає по колу VS1-C_к-VS2-L-M, за рахунок L>>1 підтримується сталим і перезаряджає конденсатор по лінійному закону до напруги U_d, але з протилежною полярністю. По мірі перезаряду конденсатора напруга на двигуні падає, бо вона рівна U_н=U_d-U_c. В момент часу t₂, коли напруга на конденсотарі стане рівною U_c=+U_d, напруга на двигуні стане рівною нулю, тиристори VS1 і VS2 закриються і відокремлять джерело живлення від навантаження. В цей же час за рахунок ЕРС самоіндукції навантаження з´являється струм в шунтуючому діоді VD_o (і_о=і_я) при напрузі U_н= 0. В момент часу t₃ поступають імпульси на відкривання тиристорної пари VS3-VS4 і до тиристорів VS1-VS2 прикладається зворотна напруга від конденсатора, рівна за величиною U_зв=U_c (на протязі часу t_вик), що забезпечує їх гарантоване запирання, а процеси в схемі повторюються.

Форма напруги на навантаженні є трикутною, а тривалість імпульсу напруги визначається часом перезаряду конденсатора. Якщо вважати струм І_я=const, то цей час можна визначити з виразу:

І_я = С_к ,

звідки маємо:

t_імп = . (Д.1.12)

Вихідна напруга перетворювача складає:

U_я = U_d = U_d , (Д.1.13)

де f_ком=1/Т – частота комутації тиристорів.

При максимальній частоті комутації тиристорів U_я = U_d, а f_ком=f_ком.max.

Тоді маємо:

U_я.max = U_d = , (Д.1.14)

а частота комутації:

, (Д.1.15)

Величина ємності конденсатора визначається з умов І_я=І_яmax та f_ком=f_ком.max, тоді маємо:

. (Д.1.16)

Перевагами такої схеми є те, що схема може комутувати любий струм, може працювати при частотах в декілька кілогерц, а тому згладжуючий дросель малих габаритів. До недоліків схеми слід віднести підвищену кількість тиристорів та підвищені втрати в них (при великій f_ком), а також те, що максимальне значення напруги на навантаженні досягає подвійного значення від напруги живлення перетворювача. Крім того, розрядний діод VD_o повинен бути високочастотний і витримувати подвійну зворотну напругу.

Із наведених вище прикладів видно, що схеми імпульсних перетворювачів при застосуванні одноопераційних тиристорів є більш складними і, значить, менш надійними. Крім того, вихідна напруга в таких перетворювачах відмінна від прямокутної форми, що пов´язано з впливом роботи допоміжних комутаційних вузлів. Тому перспектива за імпульсними перетворювачами постійної напруги із застосуванням повністю керованих ключів, особливо ключів, виконаних на IGBT-транзисторах.

Що стосується динамічних властивостей ІПН постійного струму, то слід сказати наступне. В загальному випадку імпульсний перетворювач є дискретною ланкою із запізненням, що визначається періодом дискретності роботи схеми. Але якщо частота перетворювача складає кілогерци, то такий перетворювач практично можна вважати безінерційною ланкою з коефіцієнтом передачі, ріним відношенню приросту вихідної напруги до приросту сигналу, що поступає на вхід системи керування перетворювачем.

В тих випадках, коли частота роботи ІПН невелика, (не більше сотень герц), перетворювач слід наближено вважати аперіодичною ланкою із сталою часу, рівною часові дискретності роботи перетворювача, тобто T_іпн= Т.