637_Nosov_V.I._Seti_radiodostupa_CH.2_

каналов поступают на один из двух входов двухпозиционных фазовых модуляторов 2-ФМI и 2-ФМQ (рис. 3.27, 3.28).

Временные диаграммы работы амплитудных и фазовых модуляторов в модуляторе 8-ОФМ (рис. 327) представлены на рис. 3.31.

Генератор рис. 3.27 вырабатывает сигнал несущей частоты cos 0t с

фазами 00 и 1800 для синфазного канала и через фазовращатель на /2 с фазами 900 и 2700 для квадратурного канала.

Эти сигналы несущей частоты с двумя состояниями фазы каждый подаются на вторые входы двухпозиционных фазовых модуляторов синфазного и квадратурного каналов.

1

f1( t1 )

f2( t2 ) 0.5 f3( t3 )

f4( t4 ) 0 f5( t5 )

f6( t6 )

0.5

f7( t7 )

t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7

а) сигнал на выходе фазового модулятора синфазного канала

1

f1( t1 )

f2( t2 ) 0.5 f3( t3 )

f4( t4 ) 0 f5( t5 )

f6( t6 )

0.5

f7( t7 )

t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7

б) сигнал на выходе фазового модулятора квадратурного канала

Рис. 3.31 а, б. Сигналы на выходах фазовых модуляторов квадратурных каналов

Двухпозиционная фазовая модуляция осуществляется первыми цифровыми потоками I1 в синфазном и Q1 в квадратурном каналах. Как

следует из таблицы 3.7 смена символов 0 и 1 в потоке I1 ( Q1 ) приводит к смене

91

знака в четырехуровневом сигнале. Следовательно, смена знака в синфазном и квадратурном каналах в модуляторе 8-ОФМ передается скачком фазы 180 несущей частоты на выходе двухпозиционных фазовых модуляторов рис. 3.31,

а и б.

1

f1( t1 )

f2( t2 ) 0.5 f3( t3 )

f4( t4 ) 0 f5( t5 )

f6( t6 )

0.5

f7( t7 )

t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7

в) сигнал на выходе амплитудного модулятора синфазного канала

1

f1( t1 )

f2( t2 ) 0.5 f3( t3 )

f4( t4 ) 0 f5( t5 )

f6( t6 )

0.5

f7( t7 )

г) сигнал на выходе амплитудного модулятора квадратурного канала

1

f1( t1 )

f2( t2 ) 0.5 f3( t3 )

f4( t4 ) 0 f5( t5 )

f6( t6 )

0.5

f7( t7 )

t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7

д) сигнал на выходе сумматора модулятора 8-ОФМ

Рис. 3.31 в, г, д. Временные диаграммы сигналов на выходах амплитудных модуляторов и сумматора в модуляторе 8-ОФМ

92

Итак, двухпозиционная фазовая модуляция несущей в синфазном и квадратурном каналах необходима для передачи положительных и отрицательных значений амплитуд модулирующих сигналов, так как посредством только амплитудной модуляции передача положительных и отрицательных значений амплитуд модулирующих сигналов невозможна.

С выходов двухпозиционных фазовых модуляторов промодулированные по фазе сигналы несущей частоты поступают на входы амплитудных модуляторов синфазного АМI и квадратурного АМQ каналов. На вторые входы этих модуляторов поступают четырехуровневые модулирующие сигналы с выходов цифроаналоговых преобразователей соответствующих каналов через фильтры нижних частот рис. 3.27, 3.28.

В результате фазовой и амплитудной модуляции на выходе каждого амплитудного модулятора получается амплитудно-фазовая модуляция рис. 3.31, в и г. После суммирования этих двух амплитудно-фазово модулированных сигналов получается сигнал восьмипозиционной фазовой модуляции рис. 3.31,

д

где xk и yk – амплитуды модулирующих сигналов в синфазном и

квадратурном каналах, соответственно. Значения амплитуд этих сигналов приведены в таблице 3.7.

Для сигнальных множеств, которые могут представляться в координатах «фаза – амплитуда», т.е. на фазово-амплитудной плоскости, таких как М-ОФМ (MPSK) или М-КАМ (MQAM) (многопозиционная квадратурная амплитудная модуляция), из уравнения (3.55) можно сделать следующий вывод. Из этого уравнения следует, что квадратурная реализация модулятора сводит все эти виды модуляции к двухпозиционной фазовой и амплитудной модуляции рис.

3.11.

Каждый вектор модулированного сигнала (сигнальная точка на фазовоамплитудной плоскости) передается посредством двухпозиционной фазовой и амплитудной модуляции его синфазной и квадратурной проекций на косинусоидальный и синусоидальный компоненты его несущей. Напомним, что каждая сигнальная точка на фазово-амплитудной плоскости представляет конец вектора, длина которого равна амплитуде выходного сигнала, а фаза – фазе выходного сигнала

выходной сигнал модулятора

После сложения двух квадратурных сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией получится сигнал 8-ми позиционной фазовой модуляции с постоянной амплитудой сигнала рис. 3.31, д.

Так как при 8-ОФМ тактовая частота символов, которыми модулируется сигнал несущей частоты, в три раза меньше тактовой частоты бит входного цифрового сигнала, следовательно, и полоса частот модулированного сигнала уменьшится в три раза рис. 3.32 по сравнению с полосой занимаемой таким сигналом при двухпозиционной модуляции формула (3.4) рисунок 3.3

Из (3.57) и (1.10) следует, что максимальная спектральная эффективность

8-ОФМ 3.

Из уравнений для определения полосы занимаемой модулированным сигналом для двух, четырех и восьмипозиционной фазовой модуляции следует, что полоса частот, занимаемая модулированным сигналом при М-позиционной фазовой модуляции

где ПI (Q) – полоса, занимаемая модулирующим сигналом (потоком символов) в синфазном I или квадратурном Q канале.

G( f )

Рис. 3.32 Спектральная плотность мощности сигнала 8-ОФМ

В (3.58) знаменатель представляет собой количество цифровых потоков символов n , на которое разделяется входной цифровой поток бит для осуществления М-позиционной фазовой модуляции

94

3.2.5.2 Демодулятор 8-ОФМ

При реализации модулятора 8-ОФМ на основе квадратурных сигналов рис 3.27 возможно только когерентное детектирование. Структурная схема когерентного демодулятора 8-ОФМ приведена на рис. 3.33.

С выхода приемника сигнал с 8-ОФМ поступает на один из входов фазовых детекторов синфазного и квадратурного каналов. На вторые входы этих фазовых детекторов поступают опорные сигналы cos 0t для синфазного

канала и sin 0t для квадратурного канала. Опорный сигнал (восстановленную

несущую) вырабатывает генератор, который с помощью системы синхронизации (петли ФАПЧ) фазируется под фазу входного сигнала 8-ОФМ.

После фильтрации побочных продуктов перемножения входного и опорных сигналов в фильтрах нижних частот ФНЧ на выходах фазовых детекторов синфазного и квадратурного каналов получаются сигналы основной полосы (base band), в данном случае четырехуровневые сигналы Is (t) и Qs (t) .

Переходы между уровнями в четырехуровневых сигналах несут информацию о тактовой частоте символов, поэтому они используются в выделителе тактовой частоты символов FTs . Тактовая частота символов

подается на решающие устройства, аналогово-цифровые преобразователи и устройство деразмещения.

В решающих устройствах принимается решение о принятом на интервале текущего символа уровне и это решение в виде одного из четырех принятых

95

уровней подается на аналогово-цифровые преобразователи. В АЦП каждому из принятых уровней в соответствии с таблицей 3.7 ставятся в соответствие два цифровых потока I1I2 Q1Q2 .

В устройстве деразмещения каждой из комбинаций четырех цифровых потоков I1I2Q1Q2 ставится в соответствии с таблицей 1.6 одна из восьми

комбинаций трех цифровых потоков d1d2d3 . В параллельно-последовательном преобразователе три цифровых потока символов d1d2d3 преобразуются в цифровой поток с битовой скоростью Rb 3 Rs .

3.2.6 Восстановление несущей частоты (опорного сигнала) при М- ОФМ

Принимаемый М-фазный сигнал, без учета аддитивного шума, можно

где 2 (m 1)/ M – информационная компонента фазы сигнала.

Проблема восстановления несущей сводится к устранению информационной компоненты фазы и, как следствие, получению немодулированной несущей cos(2 f0t ) . Один из методов, с помощью

которого получается немодулированная несущая, является метод обобщения петли с квадратированием, используемой при двух и четырехпозиционной фазовой модуляции. Структурная схема этого метода представлена на рис. 3.34.

Принимаемый модулированный сигнал M ОФМ проходит через устройство возведения в М-ую степень M , на выходе которого образуются гармоники частоты входного сигнала f0 . Полосовой фильтр выделяет М-ую гармонику cos(M 2 f0t M ) и подает ее на один из входов перемножителя

фазового детектора ФД петли ФАПЧ местного генератора частоты Ген, который генерирует М-ую гармонику частоты входного сигнала cos(M 2 f0t ˆ) .

Слагаемое информационной фазы входного сигнала (3.60) на выходе устройства возведения в М-ую степень будет равно

96

Рис. 3.34 Восстановление несущей для М-позиционной ФМ

Таким образом, после возведения в М-ую степень в выходном сигнале будет отсутствовать информационное изменение фазы. Выход ГУН cos(M 2 f0t ˆ) делится на М для получения опорного сигнала cos(2 f0t ˆ)

рис. 3.33.

Нетрудно показать, что опорный сигнал при этом имеет неоднозначность фазы относительно фазы принимаемого сигнала 360 M , которую можно

устранить дифференциальным (относительным) кодированием данных на входе модулятора на передающей стороне и дифференциальным декодированием данных после демодуляции на приемной стороне.

Для М-позиционной ОФМ возможно так же использование фазовой автоподстройки частоты опорного генератора с обратной связью по решению рис. 3.35.

Принимаемый сигнал демодулируется в синфазной и квадратурной ветвях и в результате получаются выходные сигналы X и Y соответственно. В оценивателе фазы определяется оценка фазы принятого сигнала (3.61)

результате получается сигнал ошибки (t) . Этот сигнал ошибки является

входом петлевого ФНЧ, который обеспечивает сигнал управления для генератора опорного сигнала.

97

Эта М-фазная отслеживающая петля имеет фазовую неоднозначность опорного сигнала 360 M , которую можно устранить дифференциальным

(относительным) кодированием данных на входе модулятора на передающей стороне и дифференциальным декодированием данных после демодуляции на приемной стороне.

Как известно при использовании дифференциального (относительного) кодирования передаваемая информация содержится в парах последовательно передаваемых символов. Перескоки фазы опорного сигнала происходят сравнительно редко, так что на длительном интервале фазу опорного сигнала можно считать постоянной, но выбранной случайным образом из множества M возможных значений фазы. Передачу информации по такому каналу удобно рассматривать с использованием алгебраической модели канала [22].

98

операции над ними совершаются по известным правилам сложения по модулю

2.

Неоднозначность фазы также отображается символом f , который принадлежит множеству . Тогда принятые символы определяются как сумма по модулю M переданных символов и символов неоднозначности f

рис. 3.36, а

f (D)

б)

Рис. 3.36 Алгебраическая модель канала с дифференциальным кодированием

Представим последовательность M – ичных символов дифференциально закодированного передаваемого сигнала v и неоднозначности фазы опорного сигнала f в виде формальных рядов

99

передаточная функция относительного декодера на выходе канала с неоднозначностью рис. 3.36 а. Тогда последовательность символов на его выходе имеет вид

uˆ(D) v (D) H (D) v (D) f (D) H (D)

где знак – означает сложение по модулю M .

Если положить H (D) 1 D , то при подаче на вход относительного декодера последовательности символов неоднозначности f (D) (3.64), на его выходе получим единственный ненулевой символ f в момент r 0 , так как f (D)H (D) f . В последующие моменты времени при r 0 символы

неоднозначности на выходе дифференциального декодера равны нулю. Очевидно, что передаточная функция относительного кодера должна быть обратной передаточной функции относительного декодера

Функциональные схемы дифференциального (относительного) кодера и декодера приведены на рис. 3.36, б. Декодер состоит из устройства вычисления разности символов (по модулю M ) и элемента задержки символов на один такт (время одного символа). При двухпозиционной ФМ функции вычитающего устройства реализует сумматор по модулю 2. В дифференциальном кодере используется сумматор по модулю M .

Для каналов с многопозиционной ФМ дифференциальное кодирование и

представлены в двоичном двухразрядном коде Грея. Такое устройство является составным элементом дифференциального кодера и декодера в системе с 4- ОФМ. Синтез схем для ОФМ другой кратности может быть выполнен по известным правилам синтеза устройств дискретной автоматики.

100