Радиотехнические цепи и сигналы
.pdfRi и R определяют θ:
RC >> T = 2π → |
1 |
<< R; |
|
|
|||
0 |
ω0 |
ω0C |
|
|
|
Уравнение зависимости θ от Ri/R трансцендентно, поэтому θ определяется по графику:
Рассмотрим два предельных случая:
1)θ=0 R=∞ (ХХ). В установившемся режиме i=0.
2)θ>900 R→0 (КЗ). ЭДС приложена к диоду.
Ток принимает вид полуволновых импульсов, усеченных в верхней части, если E больше напряжения насыщения диода.
Для получения u0 ≈E→θ ↓ и R ↑ при
Ri
θ p 10 − 20o → U 0 = cos θ ≈ 1, при θ ≤ 10 - 20o , R ≈ 100 Ri ;
E
При 1/ω0CppRвсе гармоники импульсного тока, протекающего через диод, замыкаются через конденсатор, не создавая заметного напряжения, по сравнению с U0 = I0R
i(t)-I0 – сумма всех гармоник тока
Амплитудное детектирование (демодуляция).
Детектирование аналогично выпрямлению, то входной сигнал модулирован.
Рассмотрим особенности детектирования (обнаружения) слабых и сильных сигналов.
Слабый сигнал:
i(t) = i(u0 ) + a1e(t) + a2 e2 e(t) = E(t) cos ω0t;
i(t) = i(u0 ) + a1 E(t) cos ω0
+ a22 E 2 (t) = i0tiнч + iвч ,
Где |
iнч |
= |
1 |
а2Е2 (t) |
|
|
|
2 |
|
Высокочастотные
составляющие
отфильтровывают ся, в цепи
нагрузки.
При слабом сигнале детектирование является квадратичным, но это не является помехой при воспроизведении сигнала.
Если напряжение на входе имеет форму радиоимпульса, то в интервале между импульсами ток диода равен 0, а при пачке импульсов отличается на
I =0.5a2E2
Преобразование частоты сигнала
В радиотехнике часто требуется сдвинуть спектр сигнала на оси частот при сохранение структуры сигнала (преобразование частоты).
Пусть на НЭ действуют два сигнала. 1. Гармонический сигнал
eГ = ЕГ cos(ωГ t +θГ );{ EГ ,ωГ ,θГ } ≡ const
2. Узкополосный сигнал
eS = ES (t)cos(∫ωStdt+θS ); θ S = const
Задача: преобразовать сигнал с частотой (ωs + ωг)
В качестве нелинейного элемента – диод, аппроксимация характеристики полиномом четвертой степени:
i =i0 +a1(eS +eГ )+a2 (eS +eГ )2 +a3(eS +eГ )3 +a4 (eS +eГ )4 =i0 +a1eS +a1eГ +a2e2S +2a1eSeГ +a
+ 2a1eSeГ + a2e2 Г + a3e3S + 3a3e2S eГ + 3a3eSe2 Г + a3e2 Г + a4eS4 + 4a4eS3eГ + 4a4eSe3Г + 6a4eS2e
Перепишем члены eSm eГn подставляя в eSm eГn и отбрасывая все составляющие частот не являющиеся (ωs ±ωг), получим:
3
iωS ±ωГ (t) = aГ ES (t)EГ {cos(∫ωS (t)dt +ωГt +ΘS +ΘГ ) +cos((∫ωS (t)dt −ωГt)+ ΘS −ΘГ )}+ 2a4ES
+ EГ ){cos(( ∫ωS (t)dt + ωГ t) + ΘS + ΘГ ) + cos{(∫ωS (t)dt − ωГ t) + ΘS − ΘГ )}. Частоты (ωs + ωг) возникают благодаря четным степеням полинома. Но лишь квадратичный член полинома (с коэффициентом a2 ) образует оставляющие пропорциональные первой степени Es(t). Более высокие четные степени (четвертая и шестая) нарушает эту пропорциональность, то есть амплитуда привносимых ими колебаний содержат также степени Es(t) выше первой.
Es Eг выбираются так, чтобы в разложении i(t) преобладающие значения имели слагаемые не выше второй степени Т. е. нужно:
ES2 << a2 /((3/ 2)a4 )
EГ2 << a2 /((3/ 2)a4 )
Тогда:
iωS ± ωГ ≈ aГ ES (t)EГ {cos((∫ωS (t)dt + ωГ t) + ΘS + ΘГ ) + cos((∫ωS (t)dt − ωГ t) + ΘS − ΘГ
В радиоприемных и других устройствах обычно Eг << Es. Выбор (ωs + ωг) или (ωs - ωг) производится селектором.
Пусть ωs ≈ ωг, нужно выделить частоту ≈ 0, нагрузка RC – фильтр, обеспечивающий подавление ωs, ωг, выделяет (ωs - ωг). Если (ωs - ωг) – ВЧ, то применяется резонансный контур. Обычно полоса пропускания колебательной цепи рассчитана на ширину спектра модулированного колебания. При этом все составляющие тока с частотой, близкие к (ωs - ωг), проходят через контур равномерно и структура сигнала на выходе совпадает со структурой на входе.
При преобразовании частоты законы изменения Es(t), ωs, cos (∫ωs t dt) входных колебаний переносятся на выходные колебания. В этом смысле
Если преобразуется обычное АМ – колебание, то переворачивание спектра внешне не наблюдается, и боковые полосы меняются местами. При ЧМ ωs = ω0 + ∆ω(t) при ωг >ωs(t) частота выходного сигнала изменяется по закону: (ωs(t) –ωг) = ωг – ω0 - ∆ω(t).
Переворачивание спектра происходит, когда спектр не симметричен. При ЧМ ассиметрия заключается в том, что знаки перед нижними боковыми частотами ω0 – n• при нечетных и отрицательных.
При преобразовании частоты сигнала с несимметричным спектром для сохранения структуры спектра частота гетеродина должна быть ниже частот сигнала.
Синхронное детектирование
Пусть ωг = ωs.
Возьмем немодулированные колебания Es = E0, тогда: i(t) = a2 E0 Eг (cos(2ωst +θs +θг ) + cos(θs −θг )) .
Колебание с нижней комбинационной частотой выродилось в постоянный ток. i0 = a2Eгсos(θs −θг )E0 .
При θs −θг = 0 i0 = max
При θs −θг =π 2 i0 =0.
На выходе ФНЧ частота 2ωs подавляется и напряжение пропорционально току i0 .
Если АМ, то eS (t) = ES (t)cos(ωSt +θS ), напряжение на выходе пропорционально токуiΩ(t) = a2Eгсos(θs −θг )Es(t),
то есть совпадает с законом модуляции амплитуды ВЧ колебания eS (t) ,
причем по отношению к входному колебанию при ES (t)<<EГ , обработка по
существу линейная. Это синхронное детектирование. При этом происходит повышение избирательности радиоприема слабых сигналов на фоне шума. Но реализация СД трудна, так как трудно соблюсти: ωг = ωs.
Получение АМ колебаний.
При воздействие на НЭ с квадратичной характеристикой двух гармонических колебаний с частотами ω1,ω2 , при ω1 << ω2 в спектре выходного сигнала
имеются частоты ω2 ,ω2 + ω1 ,ω2 − ω1 , образующие спектр АМ-колебаний.
В ПРД необходимо повышать полезную мощность, при высоком КПД. Этого квадратичный режим не обеспечивает. Поэтому используется режим с отсечкой тока на резонансном усилителе.
Модулированное напряжение S(t)изменяет положение рабочей точки на
вольт-амперной характеристике, поэтому изменяется амплитуда тока на выходе.
i |
= β i |
, U |
к |
= I |
к1 |
, Z |
ЭКР = βIб1 |
к |
б |
|
|
|
|
При правильном выборе амплитуды модулирующего напряжения изменения амплитуды импульсов:
Im = kам eΩ ; Im = Im0 + kameΩ(t) - огибающая импульсов. Амплитуда первой гармоники тока коллектора
Iк1 =α1(Ω) ; Im =α1(Ω)(kамeΩ(t)+Iм0), так как изменение eΩ(t) во времени (при E = const), сопровождается Ө = var и α1(Ω) = var, то форма Iк1(t)
отличается от формы eΩ (t) , то есть имеются искажение переданного
сообщения. Если M = 40÷50% и Ө выбран правильно, то искажения минимальны.
Воздействие узкополосного сигнала на нелинейные устройства.
Аппроксимируем вольтамперную характеристику степенным полиномом
2 |
|
|
di |
|
|
i(a)=i(U0 )+a1(U−U0 )+a2(U−U0 ) |
+...., где a1 |
= |
|
|
; при |
|
|||||
|
|
dU n=U0 |
|
Примем
e(t)= Ecos(ω1t +θ1 )= Ecosψ1t
Зададим e(t)= U −U0 , получим
i(t)= i(u |
)+a Ecosψ |
(t)+a E2 cos2ψ |
(t)+a E3 cos3 |
ψ |
(t)+... |
|
|||||
0 |
|
1 |
1 |
|
2 |
1 |
3 |
1 |
|
|
|
Т.к. cos2 x = |
1+cos2 x |
; cos3 |
x = |
3cosx+cos3x ; cos4x = 3+ 4cos2x + cos4x |
… |
||||||
|
2 |
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
4 |
|
|
8 |
|