книги из ГПНТБ / Панкратов, В. П. Фазовые искажения и их компенсация в каналах тч при передаче дискретных сигналов
.pdfФормулы (3.34) и (3.37) могут быть использованы также для расчета фазо-частотной характеристики фильтров верхних частот, полосовых и режекторных. Для этого необходимо путем преобразования частот перейти от характеристик фильтра верхних частот к характери стикам эквивалентного фильтра нижних частот, вводя вместо частоты / частоту /'=11//. При этом фазо-частот ную характеристику берут с обратным знаком. В случае расчета характеристики полосового фильтра или полоснопропускающего тракта его рассматривают состоящим из каскадного соединения двух фильтров — ФНЧ и ФВЧ, для каждого из которых расчет выполняется независимо. Затем, суммируя полученные значения сдвига фазы, оп
ределяют рассматриваемую |
фазо-частотную характери |
стику. |
в р е м е н и по АЧХ. Ис |
Р а с ч е т г р у п п о в о г о |
пользуя ф-лу (3.136) или (3.31), можно получить выра жение группового времени при линейно ломаной аппрок симации амплитудно-частотной характеристики. Частот ные характеристики затухания, аппроксимированные ли нейно ломаной линией, и формулы для расчета группо вого времени фильтров различных типов приведены в табл. 3.4.
Иногда желательно сделать расчет группового вре мени фильтра для предельного случая, когда частота среза совпадает с частотой эффективного задерживания. Для интересующей нас полосовой системы расчетная формула определена в табл. 3.4, и. 5.
Грутгповое время фильтров нижних и верхних частот при скачкообразном изменении затухания рассчитывает
ся соответственно по формулам: |
|
|
|
tгр — |
асf1 |
. |
(3.38) |
tгр — |
Q C fl |
|
(3.39) |
Полагая, что полосовые канальные фильтры канало образующей аппаратуры имеют aCi= aC2 ~ 54,58 дБ (т. е. 56,458/8,69 —6,5 Нп), можно получить с учетом коэффи циента А = 1,25 формулу для математической записи группового времени канала тч одного переприемното участка в виде
Ар = 0,8 [т -/cl + / С 2 f |
(3.40) |
/ с |
8 0
Т А Б Л И Ц А 3. 4
81
где /ci и /с2 — нижняя и верхняя |
частоты |
среза |
полосо |
|||
вого канального фильтра. |
что выражение |
(3.40) |
можно |
|||
Расчеты |
показывают, |
|||||
использовать для |
аппроксимации |
группового |
времени |
|||
канала тч. |
При |
этом для |
характеристик |
стандартного |
канала с эффективно передаваемой полосой частот 300-г- 4-3400 Гц средние значения параметров канала должны 'быть взяты fCi= —50 Гц, /с2=3800 Гц. Причем частот ные характеристики группового времени с допустимыми согласно существующих норм отклонениями для одного переприемного участка канала тч аппроксимируются вы ражением (3.40) при значениях
/с1 = ( - 50+100) Гц| /с2 = (3800 ± 100) Гц J'
Полученные здесь формулы позволяют рассчитать фазо-частотную характеристику или частотную зависи мость группового времени по заданной АЧХ тракта. Сравнение результатов многократных расчетов с данны ми экспериментальных исследований показывают на возможность применения указанных формул для расчета фазовой характеристики канала тч. Однако особое зна чение такой расчет .может иметь при исследовании от дельных узлов аппаратуры, например, узлов с фильтра ми и преобразователями частоты (тракты передачи или тракты приема), когда частоты сигналов на входе и вы ходе различны и фазовые измерения, в принципе, невоз можны.
Ч А С Т Ь II
ТЕОРИЯ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ ПО КАНАЛАМ СВЯЗИ
Г Л А В А 4. СИГНАЛЫ И ИХ МАТЕМАТИЧЕСКОЕ ПРЕДСТАВЛЕНИЕ
4.1. Сигналы связи
Сигналы связи, переносящие информацию, представ ляют собой некоторую функцию времени S(t). В элек трической связи для передачи сигналов используют элек трические колебания, которые в зависимости от решае мой задачи могут рассматриваться как регулярные и не регулярные. Регулярными, или детерминированными, на зываются колебания, заданные известными функциями времени, тогда как нерегулярные, или случайные коле бания, принимают значения, которые определенно пред сказать невозможно. Учитывая это, рассмотрим сигна лы связи сначала как детерминированные колебания, а затем как случайные.
П р е д с т а в л е н и е с и г н а л о в с в я з и д е т е р м и н и р о в а н н ы м и к о л е б а н и я .ми. Сигналы связи в зависимости от :вида переносимой ими информации раз деляются на непрерывные и дискретные; к последним, в частности, относятся импульсные сигналы.
В системах вторичного уплотнения и в аппаратуре передачи данных информация передается последователь ностью импульсов постоянного тока, которая затем пре образуется для передачи по каналам в последователь ность импульсов, заполненных несущим колебанием. По этому в общем случае сигналы связи представляются ко лебаниями сложного вида. При анализе таких сигналов приходится разлагать их на простые с помощью рядов Фурье, включающих определенную систему ортогональ ных функций. Функции fi(t) и f2(t) называются ортого нальными на интервале (tit t2), если
(4Л)
83
Заданное на интервале (tb t2) колебание S(t) можно представить суммой простых функций Ci(t) и коэффици ентов а,- в виде
т |
(4.2) |
S ( t ) = ^ 0 ^ ,(0 , |
|
i=i |
|
где Ci(t), C2(t), ..., Cm(t) — совокупность или |
система |
ортогональных функций. |
|
В качестве системы ортогональных функций выбира ются тригонометрические функции кратных аргументов, полиномы Эрмита, Лежандра, Чебышева, функции Бес селя, Лагера и другие функции, обладающие свойством ортогональности на определенном интервале. Наиболее удобными с практической точки зрения являются функ ции, обеспечивающие быструю сходимость ряда (4.2), либо функции, обладающие простой физической реали зуемостью. Чаще всего для этой цели используются три гонометрические функции кратных аргументов, тогда аппроксимирующий ряд называется рядом Фурье.
Погрешность представления функции S(t) в виде ря
да (4.2) можно оценить с помощью функции ошибки |
|
|||||
|
|
|
|
|
т |
(4.3) |
|
f.(t) = S ( t ) - Y a tCl(t) |
|||||
|
|
|
|
|
i=i |
|
или ее усредненной величины на интервале |
|
|||||
|
|
|
|
(, р |
т |
(4.4) |
Ш ) - |
12 |
1 |
г |
\ |
S ( o - J ] fl£c *W dt. |
|
|
|
1 |
L |
|
||
|
|
|
|
Учитывая, что fe(t) зависит от времени, оперировать с нею менее удобно, чем с усредненным значением. Одна ко выбранный в соответствии с (4.4) критерий оценки — средняя величина функции ошибки — в общем случае может давать ложный результат за счет того, что боль шие положительные и отрицательные ошибки будут ком пенсироваться в процессе усреднения. Поэтому оказа лось целесообразным оценивать погрешность средним значением квадрата функции ошибки?
4 |
4 ~ |
т |
—9 |
(4.5)
84
Если для .непрерывной функции S(t) можно выбрать коэффициенты щ так, что путем увеличения количества членов в ряде удается сделать е сколь угодно малой, тосовокупность ортогональных функций называют полной,,
а ряд (4.2) — сходящимся в среднем. |
обеспечивающих |
Для определения коэффициентов |
минимум погрешности, приравняем нулю частные про изводные по этим коэффициентам:
d е |
; |
( |
^2 |
1 |
r |
|
S W - y a iC .- W |
dt | =0> |
da-L |
daxi |
]j |
^1 |
J |
|
1=1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
------- (4.6) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
d s |
|
|
^2 |
- |
j' |
|S ( / ) - ^ a , C £(0 |
dt\ = 0. |
|
d am |
dQm |
|
t1 |
h |
L |
/=1 |
|
Произведем дифференцирование одного из выраже ний (4.6) :■
Первый интеграл соотношения (4.7) равен нулю, так как равно нулю подынтегральное выражение. Дифференци рование подынтегральных выражений второго и третьего интегралов с учетом свойств ортогональности C{(t) пре образует их следующим образом:
■2 j S {{) Ct (0 dt + 2a£j С( (t)dt = |
0. |
Откуда |
|
j S (/) Ct (t) dt |
|
o-i = Jl_________ |
(4-8) |
2 |
|
J c](t)dt |
|
Для ортонормальной системы ортогональных функций,
85
_ |
^2 |
ДЛЯ которой C2i(t)= |
j C2i(t)dt—l, коэффициенты a% оп- |
ti
ределяюгся по формуле
^2
fl, = j'S(t)Ct (t)di. (4.9) i,
Коэффициенты щ, определенные по ф-ле (4.8) или (4.9), создают наилучшее в среднем приближение к S(t).
Одной из важных задач математического анализа яв ляется определение условий, при которых ряд (4.2) с коэффициентами ор вычисленными в соответствии с ф-лой (4.8), сходится во всех или почти во всех точках
кзаданной функции S(t).
Всоответствии с признаком сходимости Дирихле для всякой заданной на интервале (ti, tz) функции S(t), име ющей конечное число точек разрыва непрерывности первого рода, можно построить ряд по выбранной систе
ме ортогональных функций, если существуют интегралы
*2 |
it |
J* [S (^)| |
и j* \S'(t)\dt, причем ряд сходится к зна- |
■^1 |
М |
чению S'(i/0) в каждой точке непрерывности и к значению
5 (t + 0 )+ S (f—0)
—11----1— 1----- - в каждой точке разрыва непрерывности.
Для всех используемых в технике связи колебаний ряд (4.2) сходится, поэтому при решении конкретных за дач никаких дополнительных исследований не требуется. Такой вывод следует из того, что всегда обеспечивается достаточная сходимость в среднем для колебаний, име ющих конечную энергию.
Рассмотрим теперь частный случай, когда в качестве системы ортогональных функций ряда (4.2) использу ются тригонометрические функции кратных углов. Пусть на интервале (—Т/2, Т/2) задана функция S(t), тогда в соответствии с (4.2) и (4.9) имеем
S |
( 0 |
= ^ + £ ( a ftc ° s * ^ |
+ M |
n * - ^ ) , (4.Ю ) |
где |
|
k = \ |
|
|
Т/2 |
Т/2 |
|
||
|
|
|||
щ |
| |
S (^)coskQ.tdt\ bk |
2_■ J |
S{t)s\nkQtdt. (4.11) |
|
- Т / 2 |
|
Т |
|
|
|
—Т/2 |
|
86
Из (4.10) следует, что колебание S(t) может быть представлено в виде постоянной составляющей и суммы косинусных и синусных колебаний с круговыми частота ми, кратными основной kQ = k2nlT (где k=\l, 2, ..., оо),. и амплитудами соответственно ан и bh.
Иногда удобно записать ряд (4.10) в более компакт ной форме, осуществив тригонометрические преобразо* вания пар гармонических колебаний:
|
sW=Y + E C*C0S(* Q/ + (p*); |
(4Л2)> |
|
|
£=1 |
|
|
|
S(/) = -|> + ^ C * s in (6 Q /- f ф*), |
(4.13> |
|
|
*=i |
|
|
где |
Ck = V a l + bl |
|
|
|
щ = — arc tg |
|
(4.14> |
|
Ч>* = arc tg |
I |
|
|
bk |
I |
|
Используя формулу Эйлера, преобразуем составляющие (4Л2) следующим образом;.
|
|
|
|
|
i (* 2 i + ФА) |
- i (fta i + ФА) |
||
Ckcos {k Йt + |
Ф*) = Ck---------------- - |
|
|
|||||
|
|
1 Л |
i k2 t . _1_ n* - ik S lt |
(4.15)» |
||||
|
= — U e |
|
+ |
Cke |
|
|||
|
|
2 |
* |
|
2 |
|
|
|
где |
Cft= Cftei<Pft |
— комплексная |
амплитуда |
&-й гармони |
||||
ки; |
C*ft= Cfte_l4>ft |
=C-k — величина, |
комплексно-сопря |
|||||
женная CV |
(4.15) в (4.12), получим |
|
||||||
|
Подставляя |
|
||||||
|
|
|
|
|
00 |
|
|
|
|
|
SW = Y |
J ] C AeiA2<. |
(4.16> |
||||
|
|
|
|
|
k=—оо |
|
|
|
Учитывая, что выражение, стоящее под знаком суммы,,
является нечетным относительно k, можно ряд |
(4.16) за |
писать в виде |
|
5(0 = - ^ + R e ^ C Aeift2<. |
(4.17> |
А = 1 |
|
87
Полезным оказывается и обратный переход от ком плексных амплитуд к амплитудам пары гармонических колебаний:
Ck = Ckе <Р* = Ck [cos ф* + i sin Ф*] = ak— i bk.
Подставляя сюда значения амплитуд (4Л1), получаем
|
Г/2 |
Г /2 |
|
Ck — |
|* S' (t) cos k Qt dt—i -у- I S (t) sin k Q/ di — |
||
|
—Tj 2 |
—772 |
|
|
|
Г/2 |
|
|
= _L |
J S (0e“ **e<d*. |
(4.18) |
|
|
—7/2 |
|
Формулы (4.16) и (4.18) принято называть парой преобразования Фурье, причем одна из формул позво ляет вычислить S(i), если заданы гармонические состав ляющие, а вторая — найти амплитуды гармонических составляющих, которые в сумме дают значение S(t).
Выражение (4.16) называют рядом Фурье в комп лексной форме, однако его можно рассматривать как самостоятельный ряд Фурье, в котором в качестве орто гональной системы выбрана экспоненциальная функция
е ‘А2<, причем коэффициенты ряда рассчитываются по ф-ле (4.18). Поэтому выражение (4.16) называют также
экспоненциальным рядом Фурье.
Рассмотренные ряды (4.2), (4.10) и (4Л6) позволяют
представить |
математически любую функцию, заданную |
||||||
|
|
на интервале (—Г/2, Г/2) |
и удовлет |
||||
М ) |
|
воряющую условию |
Дирихле, |
при |
|||
|
|
чем вне этого интервала |
аппрокси |
||||
|
|
мирующий полином будет |
периоди |
||||
|
|
чески повторять свои значения с пе |
|||||
О |
|
риодом |
Г. |
Следовательно, |
ряды |
||
|
t Фурье, |
имеющие линейчатый спектр, |
|||||
Рис. |
4.1 |
позволяют |
математически |
предста |
|||
|
|
вить периодические |
функции, значе |
ния которых заданы на одном из его периодов.
Теперь представим функцию на бесконечном интер вале. Пусть задана функция S(t), изображенная .на рис. 4.1, .которую необходимо представить в интервале (—оо, сю) суммой экспоненциальных функций. По строим сначала периодическую функцию S T(t) с перио дом Т, в которой исходная функция S(t) повторяется
8 8
через период Т (рис. 4.2). Так как функция Sr(t) пе риодическая, то ее можно представить экспоненциаль ным рядом Фурье. Увеличивая период Т, в пределе мож-
, ST(i) |
- |
. |
.. . |
Рис. 4.2
но перейти к Т-*~оо, поэтому ряд |
функции S T(t) будет |
|||||
давать |
значение |
функции |
S(t), |
т. е. |
lim S T(t) =S(t). |
|
Экспоненциальный ряд Фурье для Sr(t) |
T-+QО |
|||||
запишем в виде |
||||||
|
|
ST(t)= |
V ^ e i b ( , |
(4.19) |
||
|
|
|
k= —оо |
|
|
|
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
Т /2 |
|
|
|
|
|
i)k ^ - L |
^ ST(t) e - ikb>idt. |
(4.20) |
|||
|
|
— Т/2 |
|
|
|
|
При |
увеличении периода Т уменьшается круговая |
|||||
частота |
гармонической |
составляющей |
о)= 2я/7\ т. е. |
|||
спектр |
становится |
все |
более заполненным и плотным. |
|||
Амплитуды отдельных |
спектральных |
составляющих |
уменьшаются, хотя форма частотного спектра остается неизменной. При Т-*-оо амплитуды частотных составля ющих становятся бесконечно малыми, однако число со ставляющих стремится к бесконечности и спектр пре вращается из дискретного в непрерывный.
Введем обозначения: /гео=.со*; Ф(соЛ) = TDh(a>h). По
следнее учитывает, что Dh, будучи фикцией номера гар моники k, является также функцией wa. Тогда
ОС
Sr(0 = |
y |
(4.21) |
|
А=—со |
|
ИЛИ |
|
|
|
772 |
(4.22) |
= |
j ST(t)e “ dt. |
- Т / 2
89