книги из ГПНТБ / Панкратов, В. П. Фазовые искажения и их компенсация в каналах тч при передаче дискретных сигналов
.pdfзываетея обычно косинусным корректором. Он содержит только отводы от запаздывающих звеньев линии.задержки относительно основного элемента и является^коррек тором последействия. Коэффициент передачи реального гармонического корректора последействия, имеющего (т + 1 ) отвод, будет записан так:
пг |
(8.62) |
Т„с(i со) = а0 + 2 V а^соэ&соДг'. |
|
*=1 |
|
Коэффициент передачи корректора преддействия, включающего отвод от основного элемента и п отводов от опережающих звеньев линии задержки, можно запи сать так |53]:
Гпр(1ш) = е~1“"л<^ .р * е - !иШ . |
(8.63) |
А= 0 |
|
Гармонический корректор, состоящий из каскадного соединения корректоров преддействия и последействия (рис. 8.12), может осуществлять совместное или раз-
. Рис. 8.12
дельное корректирование амплитудно-частотных и фазо частотных характеристик., Коэффициент передачи тако го корректора определяется выражением
Т (а) = ТПр (i ш)Тпс (i и). |
(8.64) |
Подставляя (8.62) и (8.63) в (8.64), получаем соотно шение, из которого можно написать выражения для мо дуля ц аргумента:
Т( i (о) = 2 Н + ^ B i C o s a l A t |
m |
||
k~0 |
|||
,k=*0 |
/=1 |
||
m |
^4/ c o s со I A t |
(8.65а) |
|
-|- |
|||
i=\ |
|
|
240
где
—n-\-l |
|
m~~l |
(8.656) |
|
B t = 2 £ |
e $ fe+/; A t = |
2 2 aAaA+;; |
||
|
|
—л |
|
|
|
|
2 |
P* sin 0)6 Д t |
|
Y (со) = — со n A t — arctg |
----------------- |
|
||
|
|
У Р/, COS (i) k A t |
|
|
|
|
6=0 |
|
|
|
m |
|
|
|
|
V |
a* sin <a 6 A ^ |
|
|
— a |
r c t g |
--------------- . |
(8.65b) |
|
|
У |
a,k cos (0 k A t |
|
|
|
6=0 |
|
|
|
Из полученных выражений видно, что модуль коэффи циента передачи имеет составляющие, зависящие от ча стоты (8.65а); изменяется с частотой и аргумент, т. е. фазо-частотная характеристика (8.65в).
Можно |
показать, |
что при корректировании АЧХ кор |
||
ректор не |
вносит дополнительных фазовых искажений. |
|||
Так, полагая т = п, |
Ро = ао=1 |
и Рб= ал, из |
выражений |
|
(8.65а) и (8.65в) получаем |
|
|
||
Т ачх(®) = |
1 + 2 aJ + |
£4coscoZA t, |
(8.66а) |
A i = 2 V a kak l \ |
(8.666) |
6=0 |
|
¥ (со) = — an At, |
(8.66в) |
Корректор, предназначенный для корректирования фазовых искажений, не должен вносить амплитудночастотных искажений. Для этого необходимо, чтобы мо дуль его коэффициента передачи был постоянной вели чиной, независимой от частоты. Независимость модуля коэффициента передачи от частоты рассматриваемого корректора возможна лишь в том случае, если сомножи телями выражения 1(8.65а) будут взаимообратные функ ции. Однако из характера функций, стоящих под зна-
241
ком радикала, этого получить невозможно, и, следова тельно, компенсация фазовых искажений будет сопро вождаться дополнительными амплитудно-частотными ис кажениями.
Частотная зависимость модуля коэффициента пере дачи, обусловливающая эти искажения, и ФЧХ коррек тора могут быть определены из (8.65а) и (8.65в) при условии Рл= —aft и Ро = ао=1:.
|
|
|
1 + |
П |
|
П |
cos-<4/ со IA t |
|
|
|
|
Тфчх(«>) = |
2 |
|
+а 2| |
X |
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
/же 1 |
|
|
|
|
|
X |
|
|
|
|
|
|
|
1/2 |
(8.67а) |
|
|
1 + |
|
2 |
“ H |
|
|
S |
^ |
, |
') |
||
|
к=\ |
|
|
- |
4 a |
||||||
|
|
/=.1 |
|
|
|
|
|
|
|
||
где At рассчитывается по ф-ле (8.666); |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
П |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
V |
a* sin со АД t |
|
|
|
|
+ (со) = |
— to п A t |
arctg |
к=\___________ |
|
|
|
|||||
|
П |
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 — V |
a t cos (о А Д / |
|
|
|
|
|
|
|
|
П |
|
|
k- 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
а* sin ш А Д / |
|
|
|
|||
|
|
— arctg |
ь=1 |
|
|
|
|
(8.676) |
|
||
|
|
П |
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
а х cos со А Д t |
|
|
|
||||
|
|
|
|
1 + 2 |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
t=1 |
|
|
|
|
|
||
Результаты расчета показывают 1[бЗ], что корректор с че |
|
||||||||||
тырьмя отводами (Ро, Pi, ао, ai) |
при условии |
рс= ао=1; |
|
||||||||
Рл = —a t = 0,9 |
обеспечивает |
максимальную неравномер- |
|
Рис. 8.13
242
ность Ф Ч Х ЛЧумакел; 80° и имеет неравномерность частот ной характеристики затухания Дал; 17,38 дБ. Уменьше ние значений коэффициентов снижает неравномерность
Ф Ч Х и А Ч Х ( p i = —сы=0,6; Д Ч гмакс = 56°; Да=8,69дБ).
Фазокорректирующая цепь, не вносящая амплитудночастотных искажений, может быть представлена в виде рис. 8.13. Пусть отводы располагаются равномерно с ин тервалом At и коэффициентами передачи аи. -Коэффи циент передачи корректора может быть записан рацио
нальной дробью -переменной Z = e _laA/ следующим обра зом (31]:
Т (2) = ап- |
*л—2 z %+ |
. а х Zn~ l + Z n |
p l { Z ) |
|
|
||
|
1 + « ! 2 + а а Z 2 + |
. а п Zn |
Pt (Z) |
|
|
|
( 8. 68) |
Полином Pi(Z) отличается от полинома Pz(Z) обратным порядком коэффициентов ai, «2 ... a„, поэтому корни по линома Pi(Z) будут обратны корням полинома Pz(Z). Если pfe — корни полинома Pz(Z), а уи — корни поли нома Pi(Z), то ул=1/рй(&=1, 2 ... п). Учитывая, что
функция Z —€ -1(ВД( осуществляет конформное отображе ние левой полуплоскости комплексной плоскости р во внешнюю часть круга плоскости Z с радиусом 2 = \Z =1, условием устойчивости схемы будет | цй|> 1 или |у& <1.
,Вынесем из числителя выражения ;(8.68) Zn за скобки:
Т ( 7 \ |
Z " U + С Я 2 Г 1 + a « 2 - 2 + . ■ . + « л 2 ~ п) |
'1+ Их 2 -f- аа 2* -f- , , j-j- an20
Подставляя вместо переменной Z ее значение, получим
|
|
/ |
Л |
\ |
|
|
е—1®пЛ( |
1+ £ ak eitoA< |
' lwnA< |
||
7’ (ico) = |
|
k-\ |
|||
|
a*e—ifaoA< |
P2 (i<o) |
|||
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
*=l |
|
(8.69) |
|
|
|
|
|
|
где |
P*2(i<o) - |
комплексно-сопряженная |
функция с |
||
^ ( i co). Так как |
|P*2(ico) | = |/^2(1 со) |, то из |
выражения |
|||
(8.69) |
следует, |
что модуль коэффициента передачи кор |
|||
ректора от частоты не зависит |
и Т (со) = 1, |
а аргумент |
|||
или фазо-частотная характеристика равна |
|
243
|
|
|
|
П |
|
|
|
|
|
^ |
аь sin k соД t |
V (ю) = arg Т (i m) = — w n A t + 2arctg |
4=1__________________ |
||||
|
n |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 ~ |
^ a* cos k <оД < |
|
|
|
|
|
4=1 |
|
|
|
|
|
(8.70) |
го |
Максимальная неравномерность ФЧХ гармоническо |
||||
корректора |
первого порядка, имеющего три отвода |
||||
(а0 |
и два ai), |
составляет |
АхГ’Макс= 120° |
при ai = 0,9 и |
|
Аймаке «60° при со= 0,6, |
причем характер неравномер |
ности ФЧХ зависит от знака коэффициента передачи по отводам. При изменении знака в цепи передачи по отво дам меняется знак неравномерности ФЧХ, точка пере гиба ФЧХ располагается в середине диапазона коррек тирования /Персг=/с/2. Гармонический корректор вто рого порядка, включающий, кроме нулевого отвода, по два отвода он и а 2, обеспечивает максимальную нерав номерность АЧ7макс« 200°.
При расчете гармонического корректора по заданной ФЧХ корректируемой цепи вычисляют неравномерность ФнСсо), значение которой на верхней границе корректи руемого диапазона частот фн(сос) = 0. ФЧХ коэффициен та передачи корректора берется равной ф,г(со) = —<рн (со).
Из ориентировочного расчета максимальной величи ны корректируемой неравномерности ФЧХ находят по рядок корректора п (число пар отводов) и в соответст вии с этим вычисляют дискретные значения заданной характеристики фнГюЛфнГеи), фн((о2)...фн(а)п)].
Заданные значения требуемой неравномерности ФЧХ позволяют составить расчетные соотношения для приня
тых узлов интерполяции ю, (i= 1, 2 ... п) : |
|
|
|||
|
|
П |
|
|
|
|
|
У ] |
a* sin k <о,-Д t |
|
|
- |
ф„ (и,) = 2arctg — |
-------------- . |
(8.71) |
||
|
|
1+ |
а* k «,■ д t |
|
|
Полученные |
соотношения |
|
4=1 |
преобразовать |
|
целесообразно |
|||||
в систему уравнений: |
|
|
|
|
|
П |
|
|
= — sin ■ |
|
|
aksin |
k ю ,A t -)- — |
ф п (ох) |
фл((0<). |
(8.72) |
4=1
решая которую, определяют искомые значения a.k.
244
Методика расчета гармонического корректора по задайным частотным характеристикам коэффициентов пе редачи результирующего тракта и канала 'получила на звание расчета в частотной области. Кроме этого, воз можен расчет гармонического корректора либо по за данному сигналу на выходе корректируемого канала и
результирующей |
характеристике |
канала и корректора, |
|||
либо |
по требуемому сигналу |
па |
выходе |
корректо |
|
ра {27, 30J. |
на выходе канала определяется дискрет |
||||
Сигнал gi(t) |
|||||
ными |
отсчетными значениями {а*}, |
взятыми |
на интер |
вале Котельникова &t—l/(2fc), где ;/с — граничная часто та фильтра нижних частот. В общем случае сигнал мо жет быть записан в виде
£i (0 = & (*A 0= 2 |
(8-73>' |
k = —OC |
|
При расчете гармонического корректора по заданным отсчетпым значениям принципиально важно установить,, удовлетворяет ли заданный набор значений {аД усло виям корректируемое™. Для выяснения этого рассмот рим периодическую передачу сигнала конечной длитель ности по каналу с коэффициентом передачи Ki(io)). Пусть сигнал длительностью 4 = (n+m + 1)At задан от счетными значениями в виде
ТП |
(8.74). |
gJn(AAt) = ^ аке - иоШ . |
|
k = —n |
|
/ |
|
Представим коэффициент передачи канала через вре менные отклики сигнала:
К |
Лi®)= |
f |
(8.75), |
|
|
k~ —«о |
|
= |
2<йс J |
/Сж(i ш) еГ ^ Дсо, |
(8.76)’ |
- “с
Учитывая, что рассматриваемый сигнал gm(kAt) являет ся периодическим и его значения повторяются, поэтому,
245
в выражении; (8.75) следует брать только (п+т + 1) чле
нов, т. е.
т
/Ci (i со) = |
= |
. |
(8.77) |
k——П
Можно показать [27], что коэффициенты Ск и ак отли чаются друг от друга постоянным множителем
Ck = Dak, |
(8.78) |
где D = |
= const' |
Условие корректируемое™ канала заключается в том, чтобы /Ci (i со) =И=0 в диапазоне частот корректирования, что, в частности, определяется пределами интегрирова ния в (8.76). Для перехода от частотного критерия кор ректируемости .к временному умножим сначала выра
жение (8.77) на e~,anA<ii приравняем произведение нулю, что дает
т
V
Zi
k = ~ t l
Г Л—ico (Лг-Ь«) |
р |
. |
п |
—icoAf , |
с *е |
= <-_„ + |
С_(,)_1)е |
+ |
+ С_ (п_2)е~'21,)Л<-)- |
. . |
Cme~i“-('"+n) At = |
0. (8.79) |
||||
Последнее соотношение |
является |
|
многочленом |
относи- |
|||
тельно е |
, -поэтому его можно затесать |
|
|
||||
т |
|
|
т-\-п |
|
|
|
|
2 |
Ck e_ico (*+',) Л< = |
П |
( е_ '“л' — Хк), |
|
(8.80) |
||
k = —n |
|
k —l |
|
|
|
|
|
где Xu — корни уравнения' |
|
|
|
|
|
||
С - п + С - (П-1) Х + С - ( п - 2) |
+ |
• |
• ■+ С т х+ П |
— |
0- (8.81) |
||
Уравнение |
(8.80) будет равно нулю тогда, когда хотя бы |
||||||
один из сомножителей [е~‘“Л<—Хк] обращается |
в нуль. |
||||||
Уравнение |
е~1гоЛ<—).к= 0 |
удовлетворяется при |
условии |
||||
|Ль| = 1. Следовательно, |
функция, |
заданная |
усеченным |
рядом Фурье, не обращается в нуль, если алгебраичес кое ур-ние (8.81), составленное из коэффициентов Фурье,
не имеет в плоскости Z = e _1“A< корней, расположенных на единичной окружности.
Используя зависимость между Ск и ак, можно утвер
ждать, что |
будут также корнями уравнения |
о_„ + |
а _ („_1)^ + а _ (п_2)х2+ • • н - атхт = 0. (8.82) |
246
Отсюда можно сделать вывод, что канал связи, имею щий дискретный конечный отклик, является корректи руемым в том случае, если алгебраическое ур-ние (8.82), в качестве коэффициентов которого взяты отсчетные зна чения 'импульсного отклика, не имеет корней, по модулю равных единице. Это условие является необходимым и достаточным критерием корректируемости канала/
Порядок расчета гармонического корректора по за данным сигналу «а выходе канала и результирующей
частотной зависимости коэффициента |
передачи |
анало |
||||
гичен |
ранее |
рассмотренному. Пусть ’ сигнал |
задан |
|||
(mi + n i+ l) |
отсчетными |
значениями, |
тогда в соответ |
|||
ствии с |
(8.77) |
и (8.78) коэффициент передачи канала с |
||||
точностью |
до постоянного множителя |
V 2л/2шс |
можно |
|||
записать в виде |
"4 |
|
|
|||
|
|
|
KAU0) = |
|
(8.83) |
|
|
|
|
V аке~’шШ . |
k ——ft1
Если результирующий коэффициент передачи опреде ляется выражением (8.52), то при значении А —1 и т=0 коэффициент передачи гармонического корректора
7’(i co) = |
— |
• |
(8.84). |
|
К i (1 со) |
|
|
Тогда, подставляя (8.83) в (8.84), получим |
|
||
Т (i со) = — ------L--------; . |
(8.85> |
||
k=—nt |
|
|
|
Коэффициент передачи |
гармонического |
корректора |
|
|
|
m |
|
y аье — ia > k \ t , для
k = — n
которого необходимо определить значения коэффициен тов аь. Однако ур-ние (8.85) при произвольно заданных значениях ак может быть представлено множеством раз личных рядов с бесконечным числом членов. Лишь при определенных ограничениях, совпадающих с условием физической реализуемости гармонического корректора,, ур-ние i(8.85) будет иметь единственное решение.
Для решения ур-ния (8.85) целесообразно полином коэффициента передачи канала, рассматривая его как
функцию K\(Z) (где Z = e~i<oA<), выразить через корни
247
(Hi, (X2, ... fXni |
при | (.1/41< 1 |
И Yb Y2 ••• Yml ПРИ |Yfc | > 1) И |
||||||
представить в виде произведения двух полиномов |
{28]: |
|||||||
A |
(Z) = |
V |
akZk = amlQ1(Z) Q2 (Z), |
(8.86) |
||||
где Qx (Z) = |
(1 — (ix Z-1) (1 •— p2 Z~2) • • • (1 — p,a Z“ "‘) = |
|||||||
= d0 + d,Z -‘ |
4- d,Z-2 + |
........ b dnlZ -n‘; |
|
|||||
Q2(2) = (Z |
Yi)(^ |
Y2) |
• |
• "(^ — Ymi) = Po + PiZ + |
||||
|
|
— p2Z |
' |
• ■ .-]-p mlZm‘. |
|
|||
Подставляя |
(8.86) |
в (8.85), |
получаем |
|
||||
|
|
T(Z) = - i - Q |
r >Z)Q->2). |
(8.87) |
||||
|
|
|
|
uml |
|
|
|
|
Полиномы Q~li(Z) |
и Q~lz(Z) |
могут быть, ов свою очередь, |
||||||
представлены полиномами тех же степеней, т. е. |
|
|||||||
Q f ' ^ D |
o - A Z - 1 + D . / - 2 -1- |
. . .D/Z- Ч - • • |
•; |
|||||
<М2) = |
Po + |
PiZ + P2z a + . |
. .P tZl + . . . |
(8.88) |
Если полагать справедливыми очевидные соотношения
Q~1i(Z) = l/Ql и Q-1 2 (Z) =il/Qd(Z), то, используя фор мулы обращения степенных рядов, можно записать ре куррентные соотношения, определяющие Di и Pi соответ ственно через di и pL. Однако значения Di и можно определить непосредственно по из-вестным корням исход ного полинома p/j и уh, используя формулы
Di = А И л- А р‘2+ ■ ■ ■Ал К |
|
|
|
■ В, |
(8.89) |
|
|
|
v! |
1ml |
Yml |
Y2 |
Коэффициенты Л/, определяются из системы уравнений
А + А н - ' ‘ |
'•'+ 1 |
-гг D0 |
|
Л 1*1 + Л Из-!- |
• • |
A i И»1 = ^ |
(8.90) |
|
|
|
А и"-1 - г А и"-1 •• •+А л к г 1=Dn-x
Аналогичную систему уравнений можно записать для коэффициентов £&. Определив коэффициенты Ah и Bh, по ф-лам (8.89) рассчитывают значения Du и Pk, кото-
2 4 8
рые позволяют найти коэффициенты передачи по отво дам a.h гармонического корректора:
00
*=о
|
1 |
00 |
|
|
ак |
D ... Р i |
(8.91) |
||
|
a ml |
J+1 |
1• |
|
|
|
|
|
а*
а„а £
(=0
Рассмотрим теперь порядок расчета гармонического корректора по заданному сигналу на выходе канала и сигналу на выходе корректора. Обычно вместо непрерыв ных сигналов оперируют с сигналами, заданными отсчетными значениями. Пусть gi(t) — сигнал на выходе ка нала, определяемый выражением (8.73), a gz(t) — сиг нал на выходе корректора, который также выражается отсчетными значениями
g2(t)= J C 4e - |BtAi. |
(8.92) |
k = — «>
Используя Z-изображение, 'можно представить рассмат риваемые сигналы:
g i W = V akZk- g2(Z) = |
£ CkZ \ |
(8.93) |
k =—oo |
k = — ao |
|
где Z - е_гд
Если коэффициент передачи гармонического корректора без учета постоянного запаздывания niAt равен
|
т |
|
(8.94) |
|
. T{Z)t= £ akz \ |
||
|
k = — co |
|
|
то сигнал на его выходе можно записать |
|
||
|
|
00 |
|
|
g'2(Z) = gl(Z)T(Z)= |
Y. C*Z*’ |
(8-95> |
|
m, |
k~ — oo |
|
|
|
|
|
где C'h= |
<2k—i(n — мгновенное |
значение |
сигнала в |
t=—n,
k-й отсчетный момент времени. В общем, случае g't(Z)-
249