Коротка характеристика твб

На сучасних повітряних суднах (Іл-62, Ту-154) отримали застосування трансформаторно-випрямні блоки ТВБ-6Б. У блок входять наступні основні частини (рис. 7.9): трифазний знижувальний трансформатор, трифазний випрямлювач, конденсатори С1, С2, С3, навантажувальний опір, електродвигун для обертання вентиляторів.

Рис. 7.9. Схема трансформаторно-випрямляючого блока.

Всі частини блоку, крім вентиляторів, закріплені всередині силуминового корпусу, закритого кришкою. Асинхронний електродвигун встановлений на корпусі із зовнішньої сторони. Струменеві болти К1 і К2 служать для приєднання силових проводів. При цьому плюсовий болт К1 ізольований від корпусу блоку, а мінусовий болт такої ізоляції не має. Знижувальний трансформатор має три фазні обмотки первинні і три обмотки вторинні. Первинні обмотки сполучені в «трикутник», а вторинні - в «зірку». Таке з'єднання обмоток виключає шкідливі впливи третіх гармонічних потоку е.р.с., внаслідок чого криві результуючого потоку і відповідно е.р.с. наближаються до синусоїди. Випрямна частина блоку виконана на 6 кремнієвих діодах ПВКЛ-100-4. Конденсатори С1, С2, С3 є фільтром, на холостому ходу, його величина становить 100 Ом.

Технічні дані

1. Споживаний струм фазою - не більше за 25 А.

2. Напруга змінного струму - 204,206 або 208 В.

3. Струм навантаження - 200 А.

4. Вихідна напруга - 28 В.

5. Термін служби - 500 льотних годин.

6. Вага - 15 кг.

На літаках блок встановлюється горизонтально, щоб забезпечити сприятливі умови для роботи двигуна вентилятора.

Статичні перетворювачі постійного струму в змінний

Статичний перетворювач являє собою напівпровідниковий перетворювач постійної напруги 28,5 В в змінний однофазний струм напругою 115 В, частотою 400 Гц, або змінний трьохфазний струм з лінійною напругою 36 або 208 В, частотою 400 Гц. На відміну від електромашинних перетворювачів у напівпровідникових краща якість перехідних процесів, вони надійні в роботі і безшумні. Коефіціент корисної дії статичного перетворювача вище, ніж у електромашинного (0,65 ... 0,95). Тому на сучасних ПС встановлюють напівпровідникові перетворювачі, замість електромашинних. Потужності статичних перетворювачів досягають 10 кВ·А і обмежуються характеристиками транзисторів, які використовуються в силових ланцюгах.

На літаках цивільної авіації встановлюються статичні перетворювачі серій ПОС і ПТС. Найменування перетворювача розшифровується таким чином: П - перетворювач; О - однофазний; Т - трьохфазний; С - статичний. Цифра, яка стоїть після буквенного позначення, вказує вихідну потужність в В·А. Основними елементами однофазного перетворювача (рис. 7.10) є конвертор К, інвертор I і фільтри: вхідний Ф_вх і вихідний Ф_вих. Конвертор призначений для перетворення постійної напруги (20 - 30 В) в регульовану постійну напругу (50 - 70 В). Змінюючі вихідну напругу конвертора, можна підтримувать незмінною вихідну напругу перетворювача при зміні його струму навантаження, або вхідної напруги. Цю функцію автоматично виконує регулятор напруги перетворювача.

Рис. 7.10. Структурна схема однофазного перетворювача.

Інвертор призначений для перетворення постійної напруги в змінну частотою 400 Гц. інвертор частіше всьго виконується за мостовою схемою (рис. 7.11). Транзистори працюють в ключовому режимі і вмикаються попарно: VT1, VT4 і VT3, VT2. В результаті струм первинної обмотки трансформатора змінює свій напрямок кожні півперіода, і в вихідній обмотці трансформатора будуть наводитись двухполярні імпульси прямокутної форми. Послідовність вмикання пар транзисторів, а також тривалість їх увікненного стану визначаються імпульсами керування, які подаються на бази транзисторів від незалежної схеми керування. інвертори з таким способом керування силовими транзисторами називають інверторами з незалежним збудженням. В інверторах із самозбудженням сигнали керування на бази транзисторів подаються від обмоток зворотнього зв`язку, які розміщуються на магнітопроводі силового трансформатора інвертора. інвертори із самозбудженням виконуються, як правило, на порівняно невеликі потужності (до 50 Вт). Транзистори інверторів шунтуються діодами, які забезпечують протікання струму при підключенні активно - індуктивного навантаження.

Інвертори з синусоїдальною формою кривої напруги. Для отримання високого ККД транзистори силового інвертора працюють в ключовому режимі, і форма вихідної напруги в такому випадку пря­мокутна. Змінна напруга прямокутної форми може бути використана для живлення освітлювальних або нагрівальних установок, живлення електродвигунів, однак низка приймачів електричної енергії ПС потребує для своєї роботи суто синусоїдальної напруги. Крім того, змінна напруга прямокутної форми може створювати значні перешкоди роботі радіоелектронного обладнання, тому прагнуть отримати на виході перетворювача синусоїдальну напругу.

Рис. 7.11. Принципова схема мостового інвертора.

Рис. 7.12. Шляхи отримання синусоїдальної форми вихідної напруги інвертора за допомогою ШIМ.

В малопотужних перетворювачах синусоїдальну напругу можна отримати шляхом переведення транзисторів інвертора в лінійний режим і подання на їхні бази синусоїдальних керуюючих напруг. інвертор в данному випадку працює як підсилювач напруги, та його ККД

,

де U₌ - постійна напруга живлення інвертора; U_~ - амплітуда синусоїдальної напруги на його виході.

Для U_~/U₌ = 0,5  = 0,39, тобто на транзисторах розсіюється більше 60% споживаної інвертором потужності. Цим пояснюється, що лінійний режим роботи транзисторів інвертора використовується лише в малопотужних перетворювачах, а в більшості авіаційних перетворювачах транзистори використовуються переважно в ключовому режимі.

Ступінь наближення форми кривої напруги до синусоїдальної харак­теризується коефіціентом нелінійних викривлень

,

де U_н - діюче значення синусоїдальної кривої напруги; U₁ - діюче значення її першої гармоніки.

Для напруги прямокутної форми k_н = 0,484. Для наближення форми сигнала до синусоїдальної і зменшення коефіціента нелінійних вик­ривлень перемикання пар транзистора інвертора здійснюється з за­тримкою t_п (рис. 7.3, а). Затримка характеризується коефіцієнтом заповнення імпульсу вихідної напруги

q = (T - 2t_п)/Т ,

де Т - період зміни напруги

При введенні «паузи на нулі» тривалість t_п:

;

,

и, отже,

.

Змінюючи q, можна мінімізувати k_н, і тим самим зменшити масу вихідного фільтра Ф_вих, який виділяє першу гармоніку вихідного сигнала інвертора. На практиці затримка t_п обирається величиною 60^о (q = 0,66). В цьому випадку k_н = 0,312 і близький до оптимального значення, повністю поглинається третя гармоніка і спрощюється схема керування транзисторами інвертора.

Наближення форми кривої вихідної напруги інвертора до синусоїдальної може бути досягнуто і при багатократній комутації транзисторів під час півперіода основної частоти (рис. 7.12). Вищі гармоніки, близькі до основної ефективно знижуються при модуляції ширини заповнюючих основну хвилю імпульсів за синусоїдальним або трапеціїдальним законом. Так, при кількості імпульсів, яка дорівнює семи протягом півперіода, крива вихідної напруги буде містити вищі гармоніки, починаючи з чотирнадцятої. За таким технічним рішенням маса фільтра знижується, але набагато ускладнюється схема системи керування. Через те, що втрати при комутації транзисторів пропорційні кількості комутацій, то ККД інверторів в міру зростання кількості імпульсів за період знижується.

В якості фільтрів, які виділяють першу гармоніку сигнала і поглинають вищі гармоніки, використовуються LC - фільтри. Вхідний фільтр Фвх служить для поглинання імпульсних перешкод, які вини­кають в ключовому режимі роботи транзисторів перетворювача.

Регулювання напруги статичних перетворювачів. При зміні навантаження інверторів і напруги мережи живлення вихідна напруга інвертора може змінюватись в широкому діапазоні, тому для стабілізації вихідної напруги претворювача інвертор живиться від регулювального перетворювача постійної напруги - конвертора. Величина вихідної напруги конвертора формується за сигналом вимірювального органа, який підключається на вихідну напругу перетворювача. Сигнал на виході вимірювального органа пропорційний відхиленню напруги перетворювача від його заданного значення. Спрощена принципіальна схема конвертора (вольтододаткового регулятора) перетворювача типа ПТС-250 подана на рис. 7.13. В склад схеми керування входить мультивібратор на транзисторах VT1 і VT2 і магнітний підсилювач АМ. Мультивібратор являє собою інвертор самозбудження. Схема керування формує імпульси, що вмикають і вимикають транзистори інвертора VT3 - VT6. Трансформатор Т1 мультивібратор намотаний на тороїдальний сердечник з пермалоя, що має прямокутну петлю гістерезиса (рис. 7.14). При підключенні джерела постійного струму через різні параметри транзисторів VT1 і VT2 (див. рис. 7.13) в одній з обмоток w₁ або w₂ потече струм, більший, ніж в другій. Нехай в момент розглядання більше відкритий VT1, і його колекторний струм I_к1 більший за струм колектора VT2, тобто I_к1 > I_к2.

Рис. 7.13. Принципова схема регульованого конвертора та його схема керування.

Тоді в обмотках w₁ і w₂ починають протікати струми, і під впливом результуючої намагнічюючої сили індукція в сердечнику змінюється, і в усіх обмотках Т1 виникають синфазні ЕРС

F_н = w₁ I_к1  w₁ I_k2 = w (I_k1  I_k2) ,

w₁ = w₂ = w,

,

де n - номер обмотки; w_n - кількість витків в даній обмотці; S - переріз сердечника Т1.

Рис. 7.14. Крива намагнічування сердечника магнітного підсилювача.

Припустимо для визначеності, що в момент підключення джерела сердечник був розмагнічений і його індукція дорівнює - B_s (точка 1 кривої розмагнічування рис. 7.14). Тому, що струм тече від початку обмотки w₁ (позначеного точкою), в ній і в усіх інших об­мотках Т1 позитивний потенціал виникає також на початку обмотки. При цьому напруга на обмотці w₃ починає відмикати VT1, а напруга на обмотці w₄ - замикати VT2. Це призводить до збільшення I_к1 і зменшення I_к2, намагнічуюча сила збільшиться, виростуть ЕРС, тобто почнеться лавинний процес, який призведе до повного відмикання VT1 і замикання VT2. Після того, як транзистор відкриється повністю, вся напруга живлення буде прикладена до первинної обмотки w₁ трансформатора, і індукція в сердечнику буде змінюватись від - В_s до +В_s (ділянка 4-3 на рис. 7.14). Коли індукція в сердечнику досягне значення насичення +B_s, ЕРС в обмотках трансформатора буде дорівнювати нулю. Транзистор VT1 починає замикатись (тому, що потенціал його бази  0), і струм I_к1 буде зменшуватися.

Це призводить до зміни знака похідної dB/dt, і, отже, до зміни полярності ЕРС, що наводиться в обмотках трансформатора Т1. Транзистор VT1 замкнеться, а транзистор VT2 відімкнеться. Вся напруга U_жив буде прикладена до первинної обмотки w₂ трансформатора, МДС якої викликає зміну індукції від +B_s до -B_s (ділянка 2-1 на рис. 7.14).

Рис.7.15. Епюри напруг для схеми рис. 7.13.

При досягненні в сердечнику трансформатора індукції насичення знову відбувається переключення транзисторів. Період переключення транзисторів буде повністю визначаться часом перемагнічування сердечників:

.

Форма напруги на обмотці трансформатора U_Т1 наведена на рис. 7.15. Частоту мультивібратора можна синхронізувати також і від зовнішнього генератора коливань. Для цього на бази VT1 і VT2 по черзі можуть подаватись замикаючі імпульси з частотою, більшою ніж власна частота мультивібратора. В цьому випадку переключення буде відбуватися з частотою замикаючих імпульсів, і індукція не буде досягати індукції насичення.

Конвертор перетворювача складається з двох силових транзисторів VT3, VT4, трансформатора Т2, двох допоміжних транзисторів VT5 і VT6, що служать для замикання силових транзисторів, до­поміжних трансформаторів Т3, Т4.

Силові транзистори керуються таким чином, щоб відкривалися по черзі протягом частини півперіоду qT/2 (Т - період керуючих імпульсів). Коли відкритий один з транзисторів, наприклад VT3, струм тече через обмотку w₂ трансформатора Т2. При цьому напруга на виході інвертора

,

тому, що w₁=w₂=w₃=w₄, U_вих=3 U_вх. До напруги U_вх додається ЕРС, яка наводиться в обмотках w₃ і w₁. В залишившейся частині півперіода (1  q) T/2 обидва транзистора закриті, і напруга на виході буде дорівнювати напрузі на вході U_вх.

Середнє значення напруги за період

.

Змінюючи коефіцієнт заповнення q, можна регулювати вихідну напругу конвертора від U_вх до 3U_вх. Конденсатори на виході та вході сглажують пульсації струму, який споживається конвертором. Транзистори VT3 і VT4 відкриваються позитивними імпульсами, які подаються через резистори на відпайки трансформаторів Т3 і Т4. Для запирання силових трансформаторів служать транзистори VT5 і VT6. При подачі позитивного імпульсу на базу одного з транзисторів він відкривається і шунтує обмотку трансформатора. В результаті напруга на вторинній обмотці цього трансформатора знижується до нуля, і силовий транзистор закривається. Імпульси на відкриття силових транзисторів поступають з обмоток w₆ і w₅ трансформатора Т1, а імпульси на закриття - з навантажуючих резисторів R1 і R2 магнітного підсилювача.

Магнітний підсилювач зібраний з двох дроселів (I, II), феромагнитні сердечники яких мають тороїдальну форму. В якості матеріала сердечника використовується пермалой, що має прямокутну петлю гістерезіса. Дроселі працюють в режимі ключа, виконуюючи функції безконтактного реле. Як видно зі схеми на рис. 7.13, до кожної робочої обмотки w_р напруга живлення буде прикладена тільки протягом того півперіода, коли полярність напруги відповідає проводимості увімкнених послідовно з цією обмоткою діодів. Цей півперіод для дроселя прийнято називать робочим. Нехай напруга прикладена до робочої обмотки w_р1. В неробочий півперіод, який прийнято називати керуючим, діодом VD1 обмотка w_р1 відімкнена, і зміна магнітного стану сердечника дроселя I відбувається тільки під впливом МДС обмотки керування w_к1. Остання увімкнена на вхід вимірювального органа напруги. Характеристика вимірювального органа подана на рис. 7.16, де U_АС - лінійна напруга на виході перетворювача; U_к - напруга на виході вимірювального органа. Тому, що МДС обмотки керування w_к1 розмагнічує дросель, зрозуміло, що чим більша напруга на виході вимірювального органа, тим більше розмагнічується дросель I перед початком робочого півперіода, і тим довше буде перемагнічуватись дросель в робочу частину півперіода. Припустимо, що до початку робочого півперіода індукція в дроселі I стала дорівнювати - B_s (див. рис. 7.14). Поки індукція не досягне значення насичення +B_s, опір обмотки залишається практично безкінечним і напруга на R1 U_R10. Коли індукція в дроселі досягне значення насичнення +B_s, опір обмотки VR1 практично стане дорівнювати нулю, і з цього моменту вся напруга живлення буде прикладена до R1. Осцилограми зміни напруги на резисторі R1 наведені на рис. 7.15. Аналогічні процеси проходять на дроселі II зі зсувом на 180^о.

Напруги, зняті з резисторів R1 і R2, вмикають відповідно транзистори VT6 і VT5. Осцилограма напруг U_Т2 на обмотках трансформатора Т2 подана на рис. 7.15. При збільшенні вихідної напруги перетворювача (див. рис. 7.16) напруга на обмотці керування U_к зменшується. Величина t_п підвищується, одже, коефіцієнт q зменшується. Це призводить до зменшення вихідної напруги перетворювача. При зниженні напруги процеси проходять в зворотньому порядку.

Рис. 7.16. Характеристика вимірювального органа напруги.

В перетворювачах з вольтододатковим регулятором - конвертором (рис. 7.10) - відбувається двукратне перетворення енергії, що знижує їх ККД. Більш високий ККД може бути получений в статичних перетворювачах з прямим перетворенням постійного струму в змінний. Регулювання напруги в таких перетворювачах здійснюється шляхом зміни ширини імпульса вихідної напруги інвертора. В найпростішому варіанті можна регулювати ширину «паузи на нулі», наприклад, щоб стабілізувати діючу синусоїдальну напругу на виході перетворювача при зміні вхідної постійної напруги від 18 до 31 В, потрібно змінити ширину паузи від 45 до 100^о. В цьому випадку амплітуда третьої гармоніки сигнала підвищується настільки, що для її поглинання маса фільтрів повинна бути збільшена вдвічі, порівнюючи з масою фільтрів при паузі 60^о. Тому в перетворювачах з прямим перетворенням паузу підтримують незмінною, вона дорівнює 60^о, та проводять багатократну широтно - імпульсну модуляцію під час дії основного імпульса, тобто протягом інтервала Т/2 - t_п (рис. 7.12). При цьому в спектрі сигнала з`являться вищі гармоніки, які легко відфільтровуються, а амплітуда основної гармоніки може змінюватись при зміні ширини модулюючих імпульсів.

Трьохфазний перетворювач. Він може бути виконаний з трьох однофазних інверторів, що мають спільний ланцюг живлення та з`єднаних на виході в зірку або трикутник. Силова частина трьохфазного перетворювача (рис. 7.17) складається з трьох однотипних інверторних чарунок, виконаних за двухтактною схемою з нульовим виводом. Iнверторна чарунка містить два транзистора VT1 і VT2, що вмикають кінцівки первинної обмотки трансформатора Т_А до джерела живлення.

Транзистори VT1 і VT2 вмикаються по черзі кожні півперіода вихідного сигнала. При цьому напруга джерела живлення U_ж буде прикладена поперемінно то до одної, то до другої половини первинної обмотки трансформатора, створюючи в його сердечнику зміннний магнітний потік, який наводить у вторинній (вихідній) обмотці змінну напругу прямокутної форми. В інших інверторних чарунках проходять аналогійні процеси зі зсувом в 120^о. Потужність кожної чарунки дорівнює одній третині вихідної потужності перетворювача.

Рис. 7.17. Трьохфазний перетворювач.

Iмпульси, що керують роботою транзисторів VT1 - VT6, формуються в блоці керування БК, який є цифровим розподільником імпульсів і забезпечує синхронну роботу чарунок із взаємним фазовим зсувом в 120^о. Розподільник імпульсів виконаний на JK тригерах (рис. 7.18) і формує три взаємно зсунутих за фазою на 120^о сигнала керування А, В і С. Як видно з поданих діаграм, частота опорного генератора перетворювача для даної схеми керування повинна бути в 6 разів вища вихідної частоти.

Опорний генератор звичайно виконується на елементах LC. У випадках, коли потрібна дуже висока стабільність частоти, використовують кварцеву стабілізацію.

Рис. 7.18. Кільцевий фазозсуваючий приcтрій.

Трьохфазний перетворювач може бути виконаний з двох інверторних чарунок, вихідні трансформатори яких з`єднуються за схемою Скотта (рис. 7.19). Для формування трьохфазної напруги за схемою Скотта напруги на первинних обмотках трансформатора Т1 і Т2 зсунуті на 90^о відносно одна одної, а кількість витків вторинних обмоток трансформаторів обирається таким чином (рис. 7.19), щоб

.

Фазовий зсув на 90^о виконується за допомогою магнітного підсилювача або цифрових фазозсуваючих пристроїв.

Рис.7.19. Формування трьохфазної напруги за схемою Скотта.

Перевага схеми Скотта - однаковє навантаження обох інверторних чарунок як за повною, так і за активною потужністю при любому соs навантаження. Стабілізація вихідних напруг в даній схемі здійснюється за допомогою двох регуляторів напруги. Перший стабілізує лінійну напругу U_AC, впливаючи на інвертор I1, другий стабілізує U_BO, впливаючи на інвертор I2. У випадках, коли перетворювач використовується для живлення несиметричного навантаження вводиться третій регулятор напруги. Він реагує на різницю лінійних напруг АВ і ВС, і, впливаючи на фазозсуваючий пристрій, коректує фазовий зсув в 90^о таким чином, щоб лінійні напруги АВ і ВС були рівні.

Рис.7.20. Корекція нульового потенціалу.

Для перетворювача на рис. 7.17 загальному випадку потрібні 5 каналів регулювання: три для стабілізації фазних напруг та два для стабілізації кутів зсуву між фазами. Для скорочення кількості регуляторів до одного в таких перетворювачах встановлюють корекцію нульового потенціала (мал 7.20). Датчик нульової послідовності виконаний на резисторах R_А, R_В, R_С та R₀. Сигнал нульової послідовності знімається з резистора R₀, підсилюється підсилювачем А і через трансформатор Т подається послідовно в нульовий провід перетворювача. Якщо навантаження симетричне, то вектори U_А1, U_В1, U_С1 будуть рівні між собою, і напруга нульової послідовності дорівнює нулю. У випадку несиметрії в системі, коли, наприклад, навантаження фази А не підключене, відбувається збільшення напруги цієї фази на деяку величину А. На виході коректора нульового потенціала з'явиться вектор ОО', який складається з напругами фаз, в результаті чого відбувається їх вирівнювання (вектор U_A2=U_B2=U_C2). Потужність підсилювача А канала коректора складає біля 1% повної потужності перетворювача.