ЦОС учебник
.pdf5.2Прохождение случайных последовательностей через ЛИС-системы
Пусть известны характеристики входного сигнала – стационарной случайной последовательности f (n) : среднее значение μ f , автокорреляционная функция R f и энергетический спектр Φ f . Требуется получить соответствующие характеристики для последовательности g (n) на выходе устойчивой ЛИС-системы
симпульсной характеристикой h (n) , а также взаимные
статистические характеристики входной и выходной последовательностей.
Среднее значение для выходной последовательности с учетом стационарности сигналов и известной формулы свертки определяется следующим образом:
|
∞ |
|
= |
μg = E {g (n)} = E |
∑ h (k ) |
f (n − k ) |
|
|
=−∞ |
|
|
k |
|
(5.25) |
|
∞ |
|
∞ |
|
|
|
||
= ∑ h (k ) E{ f (n − k )} = μ f ∑ h (k ). |
|||
k =−∞ |
|
k =−∞ |
|
Если ЛИС-система описана не импульсной характеристикой, а |
|||
частотной H (eiω ) или передаточной |
функцией H ( z ) , то для |
вычисления среднего значения выходной последовательности можно воспользоваться соотношениями:
μg = μ f H (eiω ) |
|
|
, μg = μ f H ( z ) |
|
|
(5.26) |
|
|
|
, |
|||
|
|
ω=0 |
|
|
z=1 |
|
|
|
|
|
|
которые вытекают из сравнения (5.25) с формулами (2.2) и (3.40), определяющими указанные характеристики системы.
В дальнейшем |
для сокращения изложения будем полагать |
μg = μ f = 0 . При |
невыполнении этого равенства всегда можно |
учесть математическое ожидание и его преобразование отдельно на основании формул (5.25) и (5.26).
Корреляционная функция выходной последовательности
113
Rg (n) = E{ ( g (k ) − μg )( g (k + n) − μg ) }
определяется следующим образом:
∞ |
|
∞ |
|
|
Rg (n) = ∑ |
|
∑ h (l )h (l + k ) R f (n − k ) . |
(5.27) |
|
|
|
|
|
|
k =−∞ l =−∞ |
|
|
Выражение (5.27), записанное с использованием оператора свертки, выглядит следующим образом:
Rg (n) = h (n) * h (−n) * R f (n) . |
(5.28) |
Взаимная корреляционная функция входной и выходной |
|
последовательностей при μ f = 0 вычисляется в виде |
|
R fg (n) = E {( f (n) − μ f )( g (n + k ) − μg )} = |
|
∞ |
(5.29) |
= ∑ h (k ) R f (n − k ) = h (n) R f (n). |
|
k =−∞
То есть искомая характеристика является сверткой импульсной характеристики ЛИС-системы и автокорреляционной функции входного сигнала.
Энергетический спектр последовательности на выходе системы легко выводится из уже полученного соотношения (5.28). Действительно, с учетом свойств z-преобразования (см. п. 1.6.2) имеем
Φ g ( z ) = H ( z ) H (z−1 )Φ f ( z ) , |
(5.30) |
и далее, положив z = eiω , получаем собственно |
энергетический |
спектр: |
|
Φ g (eiω ) = H (eiω )H (e−iω )Φ f (eiω ) . |
(5.31) |
Частотная характеристика обладает известной симметрией и выражение (5.31) может быть записано в более компактной форме:
Φ g (eiω ) = |
|
H (eiω ) |
|
2 Φ f (eiω ) . |
(5.32) |
|
|
114
Получаем, что энергетический спектр последовательности на выходе ЛИС-системы равен энергетическому спектру входной последовательности, умноженному на квадрат модуля частотной характеристики системы.
Взаимный энергетический спектр входной и выходной последовательности вычисляется аналогично:
Φ fg ( z ) = H ( z ) Φ f ( z ) , |
(5.33) |
и далее при z = eiω : |
|
Φ fg (eiω ) = H (eiω )Φ f (eiω ) |
(5.34) |
он равен произведению частотной характеристики системы и энергетического спектра входной последовательности.
5.3Факторизация энергетического спектра
Вразвитие полученных результатов рассмотрим один важный методический прием, который часто используется при синтезе алгоритмов цифровой обработки сигналов.
Поставим следующую задачу: синтезировать физически реализуемую устойчивую ЛИС-систему, которая при поступлении на вход дискретного стационарного белого шума дает на выходе
сигнал с заданной корреляционной функцией Rg (n) . Такую
систему иногда называют “ формирующим фильтром”. Для простоты изложения будем считать что входной белый шум имеет единичную дисперсию, то есть его корреляционная функция
R f (n) = δ(n) .
Нам известно выражение (5.30), связывающее энергетические спектры на входе и выходе ЛИС-системы. В данном случае Φ f ( z ) = 1 , а энергетический спектр выходного сигнала Φ g ( z ) –
вычисляется по заданной последовательности Rg (n) . При этом
вытекающее из (5.30) соотношение |
|
Φ g ( z ) = H ( z )H (z−1 ) |
(5.35) |
115
можно рассматривать как уравнение относительно передаточной функции H ( z ) искомого формирующего фильтра. Процедура нахождения H ( z ) предполагает разложение Φ g ( z ) на пару
“ симметричных” ( в смысле (5.35)) множителей. Осуществление такого разложения будем называть факторизацией энергетического спектра.
Решение задачи факторизации не является единственным. Для того, чтобы оно имело практический смысл необходимо выполнить следующие два требования:
1) Найденная |
передаточная |
функция |
H ( z ) |
должна |
соответствовать физически реализуемой ЛИС-системе конечного порядка, то есть допускать представление в дробно-рациональной форме, (в виде отношения полиномов по отрицательным степеням z).
2) Передаточная функция H ( z ) должна соответствовать
устойчивой ЛИС-системе, то есть иметь полюсы, лежащие внутри единичной окружности в комплексной z-плоскости.
Если энергетический спектр Φ g ( z ) является дробно-
рациональным, то среди решений задачи факторизации всегда найдется такое, которое удовлетворяет выдвинутым требованиям. Рассмотрим детально процедуру построения этого решения.
В силу четности автокорреляционной функции Rg (n) ее z-
преобразование – энергетический спектр Φ g ( z ) обладает
свойством симметрии:
Φ g ( z ) = Φ g (z−1 )
и, следовательно, если он является дробно-рациональным, быть представлен в виде
Φ ( z ) = B ( z ) ,
g A( z )
где
может
(5.36)
116
A( z ) = |
M |
− j , |
|
∑ a j z |
(5.37) |
||
|
j=−M |
|
|
B ( z ) = |
N |
− j |
|
∑ b j z |
(5.38) |
||
|
j=−N |
|
|
полиномы из положительных и отрицательных степеней z с коэффициентами, удовлетворяющими условиям:
a j = a− j , b j = b− j .
Рассмотрим сначала полином (5.37), стоящий в знаменателе дробно-рационального энергетического спектра (5.36). Уравнение
A( z ) = 0
имеет 2M (то есть четное) число корней. Причем, благодаря
симметрии коэффициентов, |
если |
комплексное |
число p |
– корень |
|||||||||
этого уравнения (полюс функции Φ g ( z ) ), то и 1 p |
также является |
||||||||||||
корнем (полюсом). Если |
|
|
p |
|
< 1 , |
то |
|
1 p |
|
> 1 , |
то |
есть |
половина |
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
корней будет лежать внутри единичной окружности комплексной z- плоскости, а другая половина – вне единичной окружности. На самой единичной окружности корней нет, так как наличие таковых противоречило бы условиям сходимости рассматриваемого дробно- рационального z-преобразования при z = 1 ). Обозначим через p j
( 1 ≤ j ≤ M ) корни, лежащие внутри единичной окружности. Несложно показать, что при этом степенной полином (5.37) может быть представлен через свои корни в виде:
M |
|
M |
|
|
A( z ) = A0 ∏(1 − p j z−1 )∏(1 − p j z ) , |
(5.39) |
|||
j=1 |
|
j=1 |
|
|
где A0 – некоторая постоянная. Введем обозначение |
|
|||
|
|
M |
|
|
A+ ( z ) = |
|
∏(1 − p j z |
−1 ) , |
(5.40) |
Ao |
j=1
после которого выражение (5.39) записывается в форме
117
A( z ) = A+ ( z ) A+ (z−1 ) , |
(5.41) |
то есть требуемая факторизация полинома A( z ) произведена.
Аналогичным образом осуществляется и факторизация полинома (5.38) из числителя дробно-рационального энергетического спектра:
B ( z ) = B+ ( z ) B+ (z−1 ) , |
(5.42) |
|||
где |
|
|
||
|
|
M |
|
|
B+ ( z ) = |
|
∏(1 − q j z |
−1 ) |
(5.43) |
Bo |
j=1
–полином по отрицательным степеням z, B0 – некоторая
постоянная, q j (1 ≤ j ≤ N ) – корни B+ ( z ) .
Следует остановиться на особенностях выбора корней полинома (5.43). Во-первых, уравнение B ( z ) = 0 может иметь решение,
лежащее на единичной окружности комплексной z-плоскости, (это всего лишь означает, что для некоторых частот ω энергетический
спектр Φ g (eiω ) равен нулю. Во-вторых, к корням q j (1 ≤ j ≤ N )
нет необходимости предъявлять требование q j < 1 , поскольку, как
мы увидим ниже, они будут определять положение нулей передаточной функции искомой ЛИС-системы, не влияющей на ее устойчивость. Основные условия формирования полинома (5.43) заключается в том, что из всех 2N корней указанного уравнения должно быть использовано по одному корню из каждой пары взаимообратных.
Полученные факторизованные представления (5.41) и (5.42) полиномов (5.37) и (5.38) позволяют произвести факторизацию и энергетического спектра (2.36) в целом:
Φ g ( z ) = |
B+ ( z ) B+ (z−1 ) |
=Φ+g |
( z )Φ+g (z−1 ) , |
(5.44) |
||
A+ ( z ) A+ (z |
−1 ) |
|||||
|
|
|
|
118
где
Φ+g ( z ) = |
B+ ( z ) |
(5.45) |
|
A+ ( z ) |
|||
|
|
дробно-рациональная функция от z−1 , не имеющая полюсов вне
единичной окружности в z-плоскости. Из сравнения (5.44) с (5.35) видно, что в качестве искомой передаточной функции физически реализуемого и устойчивого формирующего фильтра можно принять
H ( z ) = Φ+g ( z ) z−L
при любом целом L ³ 0 . Для простоты везде далее будем полагать L = 0 , то есть брать
H ( z ) = Φ+g ( z ) = |
B+ ( z ) |
. |
(5.46) |
|
A+ ( z ) |
||||
|
|
|
Пример 5.3. Определим передаточную функцию и построим разностное уравнение физически-реализуемой и устойчивой ЛИС- системы, преобразующей белый шум с единичной дисперсией в стационарную случайную последовательность с автокорреляционной функцией
Ry (k ) = ρ k − aρ k −1 − aρ k +1 , ρ < 1, a ≤ 0.5 .
С помощью таблицы в п. 1.6.1 и свойств z-преобразования (п. 1.6.2) вычисляем энергетический спектр выходной последовательности:
Φ g ( z ) = |
(1 − ρ2 )(1 − az−1 − az ) |
= |
B ( z ) |
|
||
(1 − ρ z |
−1 )(1 − ρ z ) |
|
. |
|||
A( z ) |
||||||
|
|
|
Полином в знаменателе сразу записан в требуемой факторизованной форме:
A( z ) = (1 − ρ z−1 )(1 − ρ z ) = A+ ( z ) A+ (z−1 ) ,
где
119
A+ ( z ) = 1 − ρ z−1 .
Произведем факторизацию полинома в числителе, для чего решим уравнение
B ( z ) = (1 − ρ2 )(1 − a z−1 − a z ) = 0
или
a z2 − z + a = 0 .
Корни этого уравнения:
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
= |
± |
1 − 4a |
2 |
|
|
||||
z1,2 |
|
1 |
|
. |
|
|
||||
|
|
|
|
|||||||
|
|
2a |
|
|
|
|
|
|
|
|
Легко проверить, что они являются взаимообратными: z = |
1 |
. В |
||||||||
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
z2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
зависимости от выбора одного из этих корней, используемого в качестве q1 в (5.43), имеем два варианта факторизации B ( z ) :
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
± 1 − 4a |
2 |
|
|
|
||||
|
+ ( z ) = |
|
1 − |
1 |
|
|
−1 |
|
, |
||
B |
B |
|
z |
||||||||
|
|
2a |
|
|
|||||||
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где значения множителя
B0 = (1 − ρ2 )1 1 − 4a2
2
найдены подстановкой (5.43) в (5.42), раскрытием скобок и приравниванием коэффициента при любом из имеющихся степеней z к соответствующему коэффициенту в первоначальном представлении B ( z ) .
Итак, согласно (5.46), получаем две различные передаточные функции искомой ЛИС-системы:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
± |
1 − 4a |
2 |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
1 − |
1 |
|
z |
−1 |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
H ( z ) = (1 − ρ2 ) |
1 |
1 − 4a |
2 |
|
|
|
|
|
2a |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
, |
||||||
|
2 |
|
|
|
|
|
1 − ρ z−1 |
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
120
по которым легко строятся два варианта описывающих систему разностных уравнений:
g (n) = ρg (n −1) + (1− ρ2 ) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 1− 4a |
2 |
± 1− 4a |
2 |
||||||||
|
|
f (n) − |
1 |
|
|
f (n −1) . |
|||||
|
|
|
|
|
2a |
|
|
||||
2 |
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Процедуру факторизации, очевидно, можно использовать и для решения более общей задачи, чем та, которая была поставлена в начале данного параграфа, а именно для синтеза физически реализуемой устойчивой ЛИС-системы, преобразующей стационарную случайную последовательность с одной автокорреляционной функцией R f (n) в последовательность с
другой автокорреляционной функцией Rg (n) . Действительно,
непосредственно из (5.30) следует
Φg ( z ) = H ( z ) H (z−1 ) ,
Φf ( z )
дробно-рациональные энергетические спектры входного и выходного сигналов могут быть факторизованы:
Φf ( z ) = Φ+f ( z ) Φ+f (z−1 ) ,
Φg ( z ) = Φ+g ( z ) Φ+g (z−1 ) ,
где
|
Φ+ ( z ) = |
B+f |
( z ) |
|
, |
Φ+ |
( z ) = |
Bg+ ( z ) |
, |
|
|
A+ |
( z ) |
A+ ( z ) |
|||||||
|
f |
|
|
g |
|
|
||||
|
|
|
f |
|
|
|
|
|
g |
|
A+ ( z ) , |
B+ ( z ) , |
A+ ( z ) , |
B+ ( z ) |
– полиномы, определяемые в |
||||||
f |
f |
g |
|
g |
|
|
|
|
|
процессе факторизации, и, следовательно, в качестве передаточной функции ЛИС-системы можно принять:
H ( z ) = |
Φ+g ( z ) |
= |
A+f ( z ) Bg+ ( z ) |
|
||||
|
|
|
|
|
. |
(5.47) |
||
Φ+ |
( z ) |
A+ |
( z ) B |
+ ( z ) |
||||
|
f |
|
|
g |
|
f |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
121 |
Причем, здесь нужно более строго, чем раньше, подходить к выбору корней при факторизации числителя энергетического спектра входного сигнала – Φ f ( z ) , то есть при конструировании
полинома B+f ( z ) : в соответствии с (5.47) корни этого полинома
оказываются полюсами передаточной функции и для того, чтобы система была устойчивой, они должны обязательно выбираться внутри единичной окружности z-плоскости. Задача не будет иметь
решения (система не получится устойчивой), если у B+f ( z ) будут иметься корни, лежащие на единичной окружности, и эти корни не будут скомпенсированы соответствующими корнями Bg+ ( z ) .
5.4 Практические задания к разделу 5
Преобразование случайных последовательностей в ЛИС-системах
5.4.1. На вход ЛИС-системы с |
импульсной характеристикой |
||
h (n) = δ(n) − δ(n −1) |
поступает |
стационарная |
случайная |
последовательность |
с математическим ожиданием |
M x и |
корреляционной функцией:
Rx (n) = δ(n + 1) + 2 δ(n) + δ(n −1) .
Определить математическое ожидание, дисперсию и корреляционную функцию последовательности на выходе системы, а также взаимную корреляционную функцию входной и выходной последовательностей.
5.4.2. Определить корреляционную функцию последовательности на выходе двумерной ЛИС-системы, если на ее вход поступает последовательность с корреляционной функцией:
R(m, n) = (ρ m )δ(n) .
Система описывается разностным уравнением: y(m, n) = ρy(m, n −1) + x(m, n) .
5.4.3. Определить математическое ожидание и корреляционную функцию последовательности на выходе ЛИС-системы, если на ее
122