Добавил:
Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:

Электродинамика_Коллоквиум_23

.pdf
Скачиваний:
45
Добавлен:
05.06.2015
Размер:
2.37 Mб
Скачать

Ex

j n

Amn cos

m x

sin

n y

e

j z

;

 

k

2

b

 

 

a

b

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

с

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Ey

j m

Amn sin

m x

cos

n y

e

j z

;

 

k

2

a

 

a

 

b

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

с

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

(3.56а)

(3.56б)

H

H

x

y

j m

A

 

sin

m x

cos

n y

 

 

 

 

 

 

 

 

k

2

a

mn

 

a

 

 

 

 

b

 

 

 

 

 

 

 

с

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

j n

cos

m x

sin

n y

e

i z

k

2

b

 

a

 

b

 

 

 

 

 

 

 

 

с

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

e

j z

 

.

;

(3.56в)

(3.56г)

Учитывая, что волны любого типа

k

2

k

2

k

2

c

x

y

 

 

 

колебаний

, находим выражение для критической длины

(как H, так и E) в прямоугольном волноводе:

 

 

 

2

 

m

2

n

2

 

 

 

2

 

 

k

 

 

 

 

;

 

 

 

 

.

c

 

 

 

 

 

 

 

 

 

кр

 

 

 

 

 

 

 

 

 

a

 

 

 

b

 

 

 

 

2

 

 

2

 

 

 

кр

 

 

 

 

m

n

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

a

 

b

 

(3.57)

Индексы m и n определяют число вариаций поля (число стоячих полуволн)

соответственно вдоль широкой и узкой стенок волновода (обычно a b ).

Из формулы для кр видно, что каждому типу волны, отличающемуся ин-

дексами m и n, соответствует своя критическая длина волны. Однако при рав-

ных значениях m и n критические длины волн типов H и E совпадают. Типы колебаний, которые имеющие одинаковые критические частоты, но разные

структуры полей, называются вырожденными.

 

Низшим типом волны в прямоугольном волноводе является волна

H10

m 1, n 0 , имеющая наибольшую критическую длину волны:

кр

2a .

 

H

 

 

10

 

Волна H10 представляет чрезвычайный практический интерес, поскольку она обеспечивает одноволновый режим работы волновода.

Выражая поперечные компоненты поля через H z , получаем следующие соотношения для составляющих поля волны H10 (с точностью до постоянного множителя):

21

H z

A

cos

x

 

10

 

a

 

 

e

j z

 

;

(3.58а)

E

 

 

 

y

 

 

 

 

j a

A

sin

x

e

j z

 

 

10

 

a

 

 

 

 

 

 

;

(3.58б)

H x

j a

A10 sin

x

e

j z

;

(3.58в)

 

a

 

 

 

 

 

 

 

Ex H y 0.

 

 

 

 

(3.58г)

Структура и эпюры электрического и магнитного полей в поперечном се-

чении прямоугольного волновода для волны типа H10 представлены на рис.3.7

и 3.8. Из эпюр для магнитного поля видно, что существуют две продольные

плоскости x const на расстоянии

a arctg в

2a от узких стенок волновода

(примерно на расстоянии a 4 ), где

 

H z

 

 

 

H x

 

.

В этих плоскостях имеет место

 

 

 

 

круговая поляризация вектора H, что используется на практике при создании ферритовых устройств на базе прямоугольного волновода.

Каждой структуре поля в волноводе соответствует определенная система токов проводимости на его стенках. Вектор плотности поверхностного тока перпендикулярен вектору напряженности магнитного поля и аналитически

выражается формулой

n0

,H Js , где

 

0

- внутренняя нормаль (из металла).

n

Токи на широких стенках волновода определяются соотношениями:

J sz

j a

A10 sin

x

e

j z

; J sx A10 cos

x

e

j z

,

(3.59а)

 

a

 

a

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

а на узких стенках:

 

J sy A10e

j z

.

 

 

E

H

y

H x , E y

 

 

 

 

b

 

 

H

0

a

x

 

y

 

 

 

 

 

H z

 

H x

, H z

E

 

 

b

 

в

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2

 

 

 

 

 

 

 

0

a

a

x

 

 

 

 

2

 

 

22

Рис.3.7. Структура

 

Рис.3.8. Эпюры поля в

 

 

 

поперечном сечении

 

поля в волноводе

 

 

волновода

 

(3.59б)

На основании выражений для токов можно представить эпюры (рис.3.9) и

картину распределения токов на стенках волновода для волны H10 (рис.3.10).

Из эпюр видно, что если прорезать продольную щель посредине широкой стенки волновода, то энергия не излучается, поскольку линии тока не преры-

ваются щелью. Это свойство используется в волноводных измерительных ли-

ниях, в которых вдоль широкой стенки волновода перемещается измеритель-

ный зонд. Наоборот, если прорезать щель вдоль узкой стенки волновода, то энергия будет излучаться. Излучательные свойства щелей используются в ще-

левых антеннах.

 

y

J

 

 

 

 

sz

 

0

 

 

y

 

 

 

J

 

 

sx

J sy

 

J sy

 

 

J

 

 

sx

Рис.3.9. Эпюры тока в поперечном сечении волновода

Мощность,

переноси-

мая волной H10

, опреде-

x

ляется соотношением

x

Рис.3.10. Распределение

 

тока по поверхностям

 

волновода

23

10

 

1

Re

 

a

 

b

E H zdydx

 

P

 

2

 

x 0

y 0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

Re

a

 

 

b

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2

 

 

 

 

 

Ey H x dydx

 

 

 

 

 

 

 

x 0

 

y 0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

a

3

 

Re

 

 

2

 

a

 

b

 

2

x

 

 

 

 

 

 

 

A

 

 

 

 

sin

 

 

dydx

 

2

2

 

 

 

 

 

 

 

10

 

 

 

 

 

a

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

x 0

y 0

 

 

 

 

a3 A

 

 

2 b

Re .

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

10

 

 

 

 

 

 

 

 

(3.60)

 

 

2 2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Заметим, что в данном случае результат отличен от нуля только когда действительная величина и существует волноводный режим.

Затухание в волноводе определяется потерями в диэлектрике, заполняю-

щем волновод, и в металле. Потери в диэлектрике можно учесть посредством формулы (3.22а).

Потери в проводнике определим с помощью метода возмущений:

Pl

Rs

2

 

 

Js

 

C

 

 

 

2

dl

 

 

 

 

 

 

,

(3.61)

где Rs поверхностное сопротивление стенок волновода, C периметр попереч-

ного сечения волновода.

Подстановка значений для токов, с учетом их симметрии, из (3.59) в (3.61)

приводит к следующему результату

P R

b

 

J

 

2

dy R

 

 

sy

 

l

s

 

 

 

 

 

 

 

 

s

 

 

y 0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2

 

 

 

a

 

2

a

3

R

A

 

 

 

 

 

 

b

 

 

 

2

s

10

 

 

 

 

2

 

2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

a

Jsx

2

Jsz

2

dx

 

 

 

 

x 0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

.

 

 

 

 

(3.62)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Следовательно, потери в проводниках для волны

пр

P

 

 

2 2 R

b a 2 2a3 2 2

 

l

 

s

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2P

 

 

 

3

 

 

 

 

 

10

 

 

a b

 

 

Rs

 

2 2b a3k 2

 

a3b k

 

 

 

 

 

 

 

 

H10

определяются как

(3.62)

24

Е-волны

Компоненты электромагнитного поля для E-волн

H z 0

определяются

аналогичным образом. В этом случае функция формы полагается равной

Ez

и имеет такой же вид, что и для H-волн, а граничные условия определяются

следующими выражениями:

 

 

 

 

 

 

 

 

E

z x 0

E

z x a

0; E

z y 0

E

z y b

0.

 

 

 

 

 

 

 

Применив граничные условия, получим выражение для продольной ком-

поненты электрического поля E-волн:

Ez

Bmn sin

m x

sin

n y

e

j z

.

 

 

(3.63)

 

a

 

b

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Поперечные компоненты выражаются через

Ez

также с помощью уравне-

ний (3.7)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

E

 

 

j m

B

cos

m x

sin

n y

e j z ,

(3.64а)

x

 

 

 

 

 

akс2

 

mn

 

 

a

 

 

 

 

b

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

E

 

 

 

j n

B

sin

y

 

 

 

 

2

mn

 

 

 

 

 

 

bk

 

 

 

 

 

 

 

с

 

 

H

 

 

 

j n

B

sin

x

 

 

 

 

 

 

bk2

mn

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

с

 

 

m x

cos

n y

e

j z

a

b

 

 

 

 

m x

cos

n y

e

j z

a

b

 

 

 

 

,

,

(3.65б)

(3.66в)

H

 

 

 

y

 

 

 

 

j m

B

cos

m x

sin

 

 

 

ak

2

mn

 

a

 

 

 

 

 

 

 

 

с

 

 

 

 

n y

e

j z

b

 

 

 

.

(3.67г)

Hm0 - волны в волноводе, частично заполненном диэлектриком

Представленные выше результаты применимы для волноводов, полностью заполненных однородным диэлектриком, однако, во многих практически зна-

чимых задачах (таких как согласование сопротивлений или формирование требуемого сдвига фазы) применяются волноводы частично заполненные ди-

электриком. В результате к уже применявшимся нами граничным условиям на поверхности металла необходимо добавить условия на границе раздела ди-

электриков. Чтобы продемонстрировать подход к решению задач подобного

25

рода рассмотрим распространение колебаний Hm0 типа ненном диэлектриком, как показано на рисунке 3.11.

в волноводе, запол-

y

b

 

r

 

0

 

 

 

 

 

 

0

0

t

a

x

Поскольку n 0 , то моды

(3.3) для H

z

Рис.3.11. Поперечное сечение волновода,

частично заполненного диэлектриком

геометрия волновода однородна в направлении оси y и индекс

Hm0 не зависят от координаты y. Поэтому волновое уравнение может быть записано отдельно для диэлектрика и вакуума

2

 

 

x

2

 

2

 

k

д

 

0

, при

0

x

t

,

(3.68а)

2

 

 

x

2

 

2

 

k

в

 

0

, при

t

x

a

,

(3.68б)

где kд и kв критические волновые числа для диэлектрика и вакуума, опреде-

ляемые следующим образом

 

2

2

,

(3.69а)

 

r k0

kд

 

 

2

2

 

(3.69б)

 

k0 kв ,

 

 

Приведенные выражения означают, что фазовые постоянные

в обеих частях

волновода должны быть одинаковыми, поскольку необходимо выполнение

условия согласования фаз на границе раздела сред при

x t . В связи с этим

решения выражений (3.67) получим в виде

 

 

Acoskд x B sin kд x,

 

 

0 x t,

(3.70)

 

H z

 

a x Dsin k

 

a x

t x a,

 

C cosk

в

в

 

 

 

 

 

 

 

 

26

решение для области t

ных условий при x a .

Определим теперь y

вия при x 0, t, a . Для H

лим из (3.7) и получим

x a

выбрано с целью упростить применение гранич-

и z

компоненты поля и применим граничные усло-

- волн

Ez 0

, а

H y 0

вследствие

/ y 0 .

E y

опреде-

j

0

Asin kд x B coskд x ,

 

 

kд

 

 

 

 

Ey

j 0

C sin kв a x D sin kв a x

 

 

 

kд

 

 

0 x t,

(3.71)

t x a.

При этом выполнение условия констант B и D. Далее при x t

касательных составляющих Ey ,

Ey 0 при x 0, a требует обращения в ноль необходимо соблюсти условие непрерывности

Hz . Из выражений (3.70) и (3.71) получим

A

sin kдt

C

sin kв a t ,

(3.72а)

k

 

k

 

д

 

в

 

 

 

 

 

 

 

Acoskдt C coskв a t .

(3.72б)

Поскольку уравнения (3.72) однородные, то определитель матрицы коэффи-

циентов системы должен обратиться в ноль, чтобы система имела не триви-

альное решение. Следовательно,

kв tgkдt kд tgkв a t 0

,

(3.73)

но поперечные волновые числа kä и kâ выражаются через фазовую постоян-

ную , и, значит, выражение (3.73) может быть решено относительно .

Решение (3.73) представляет собой бесконечное множество решений соот-

ветствующих модам Hm0 .

Рассмотренный выше подход может быть применен ко множеству волно-

водов различной формы содержащих диэлектрические или магнитные неод-

нородности. Однако, в некоторых случаях оказывается невозможным удовле-

творить граничным условиям только для одного вида колебаний E или H -

типа и приходится использовать их комбинации.

27

§3.4. Круглый волновод

Полая металлическая труба круглого поперечного сечения также способна передавать волноводные волны E или H - типа. На рис.3.12 показано попереч-

ное сечение круглого волновода с внутренним радиусом a.

y

a

x

z

Рис.3.12. Поперечное сечение круглого волновода Поскольку мы имеем дело с цилиндрической геометрией, то решать урав-

нение (3.3) удобнее в цилиндрических координатах. При этом аналогично уравнениям (3.7) поперечные компоненты полей E или H - типа могут быть найдены через продольные:

E

E

H

H

j

 

 

E

z

 

 

H

z

 

,

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

kс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

j

 

 

E

z

 

 

H

z

 

 

,

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

kс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

j

 

 

E

z

 

 

 

H

z

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

,

2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

kс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

j

 

 

E

z

 

 

 

 

H

z

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

,

2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

kс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

(3.74а)

(3.74б)

(3.74в)

(3.74г)

28

где

e

j

 

k

2

 

с

 

 

z

 

 

. В

k

2

 

2

,

j и предполагается существование только прямой волны

 

 

случае обратной волны необходимо заменить на - .

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Н-волны

 

Для волн H - типа

Ez 0 и уравнение (3.3) в цилиндрических координатах

принимает вид

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2

 

 

1

 

1

2

 

 

 

 

 

 

 

2

(3.75)

 

2

 

 

2

 

2

kс 0 .

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Функция формы, являющаяся решением уравнения (3.75) имеет вид:

H z Asin k B cosk CJ n kс DYn kс .

(3.76)

Здесь Jn kс и

 

Yn kс ,

функции Бесселя первого и второго рода. Поскольку

решение уравнения должно быть периодично по , т.е. , , 2m , то

k , должно быть целым числом, n. Кроме этого, функция Yn kс обращается в

бесконечность при

0 , что физически

невозможно,

следовательно, D 0 .

Таким образом, решение уравнения для

 

H z

имеет вид

 

H z Asin n B cosn Jn kс e

j z

,

(3.76)

 

 

 

 

 

в котором мы внесли постоянную C в постоянные A и B. Определим теперь

значение критического волнового числа

 

kс посредством применения гранич-

ного условия E 0

на стенках волновода. Поскольку Ez

0 , то

 

 

 

E , 0 , при a .

 

 

 

 

(3.77)

 

По (3.74б) найдем

E

 

 

 

 

 

 

 

E

j

Asin n B cosn J

k

e j z ,

(3.78)

 

 

 

 

 

 

n

 

с

 

 

 

 

 

 

 

kс

 

 

 

 

 

 

 

здесь J k

n с

условия

E

означает взятие производной по . В результате для выполнения

0

при a

, необходимо

 

 

J

k

a 0 .

(3.79)

 

n

с

 

 

29

Если определить решения уравнения

 

 

 

 

Jn x 0 как

pnm , то kс , можно найти в

виде

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

p

 

 

 

 

 

 

 

k

с

 

nm

.

 

 

 

 

(3.80)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

nm

a

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Значения

 

приведены в математических таблицах, первые несколько зна-

pnm

чений приведем в таблице 3.1.

 

 

 

 

 

Таблица 3.1. Значения p

для

H

nm

- волн в круглом волноводе

 

 

 

 

 

 

nm

 

 

 

 

n

0

1

2

p n1

3.832

1.841

3.054

p n2

7.016

5.331

6.706

p n3

10.174

8.536

9.970

 

Таким образом,

Hnm волны, определяемые критическим волновым числом

kс

, в котором n соответсвует вариациям по углу , а m - вариациям по ради-

 

nm

 

усу . Фазовая постоянная в этом случае определяется соотношением

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

p

 

2

 

 

 

 

2

 

2

 

 

2

 

 

 

 

k

k

 

k

 

nm

 

 

nm

 

с

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

a

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

,

(3.81)

а частота отсечки

f

 

 

 

k

с

 

кр

 

 

 

 

nm

 

2

 

 

 

 

 

p

 

nm

 

 

2 a

 

.

(3.82)

Режиму с наименьшей критической частотой соответствует режим с ми-

нимальным значением p . Из таблицы 3.1 находим, что таким режимом бу- nm

дет H11 , являющийся основным (рабочим) режимом работы круголого волно-

вода. Поскольку m 1 , то отсутствует режим H10 , но присутсвуют колебания

H01 .

Поперечные компоненты найдем по (3.74):

E

j n

Acosn B sin n J

n

k

e

j z

 

 

 

 

k

2

 

 

с

 

 

 

 

 

 

 

с

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

,

(3.83а)

30