AFU_Lektsii

схемы суммирования N/n подрешеток на коэффициент шума всей решетки. Для снижения влияния фазовых ошибок в усилителях второго этажа на форму и положение ДН АФАР в целом число подрешеток n должно быть достаточно большим. Увеличение n целесообразно и с точки зрения надежности АФАР.

Рис.2.75. Приемная АФАР с активной схемой суммирования сигналов

Результаты анализа показывают высокую эффективность применения активной схемы суммирования при больших значениях L2. Наиболее часто такие схемы используются при проектировании многолучевых приемных АФАР, когда эффективное значение коэффициента усиления приемного модуля решетки Kp для каждого луча становится в m раз меньше (m - число лучей приемной АФАР).

Фазовые ошибки в усилителях подрешеток Δφ приводят к повышению УБЛ, увеличению ошибки выставки луча, снижению коэффициента усиления. Конечные оценки изменения этих параметров как функции от размеров подрешеток, их числа, величин фазовых ошибок могут быть получены методами статистической теории ФАР.

До сих пор шумовые характеристики АФАР определялись через шумовые характеристики приемного тракта без учета шумовой температуры излучающего раскрыва. Однако расчеты показывают, что в ближайшее время появятся приемные АФАР с Тэфф = 180 - 250 К Это означает, что для получения низкой шумовой температуры излучающего раскрыва и приемной системы при переходе к такой элементной базе необходимо предъявлять жесткие требования к боковому излучению апертуры АФАР. Полученные соотношения позволяют осуществить выбор функциональных схем и сделать оценочные расчеты параметров передающих и приемных АФАР по заданным техническим характеристикам и известным параметрам входящих в АФАР функциональных узлов и блоков.

Проведение уточненных расчетов параметров АФАР требует учета взаимного влияния излучателей, снижения потенциала за счет рассогласования излучателей при

156

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

сканировании, более строгой аппроксимации формы ДН излучателей в составе решетки и т.д. Тем не менее приведенные оценочные соотношения оказываются полезными на этапе предварительного выбора параметров АФАР.

2.15.5. Измерение энергетического потенциала приемных АФАР

Вспомним, что энергетический потенциал приемных АФАР характеризуется следующим соотношением:

С определенной степенью достоверности величина Sэфф для АФАР может быть измерена при помощи схемы, которая представлена на рис.2.76.

При известных значениях параметров, указанных на рис.2.76, искомое значение Sэфф вычисляется из выражения

Sэфф, K p

Рис.2.76. Схема измерения энергетического потенциала приемной АФАР

Из входящих в формулу (2.53) величин только коэффициент передачи Kp тракта усиления и суммирования не поддается непосредственному измерению, а вычисляется исходя из данных о всех коэффициентах передачи элементов фидерного тракта.

Шумы АФАР представляют собой комбинацию внутренних шумов, обусловленных шумами усилителей и потерями в тракте суммирования сигнала, и шумов апертуры, величина которых определяется формой ДН и УБЛ. Используя аддитивность шумов, можно записать

Тэфф = Твн + ТА .

157

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Эквивалентная внутренняя шумовая температура связана с приведенным ко входу АФАР суммарным коэффициентом шума KшΣ известным соотношением

Tэфф = 290(KшΣ -1)[К].

В соответствии с принятыми определениями эффективная шумовая температура на входе любого устройства определяет приходящуюся на единицу полосы пропускания мощность шумов на его выходе Kш вых1 через соотношение

Pш вых1 = K p kTэфф ,

а суммарная шумовая мощность на выходе

С другой стороны, из выражения для Sэфф получаем

Заметим, что средняя эффективная полоса тракта измеряемой мощности шумов f определяется из выражения

∞

òK ( f )df

где K( f ) и K0 - коэффициенты передачи измерительного тракта на частотах f и f0.

158

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

2.16. Управление лучом АФАР

Рассмотрим прямоугольную структуру излучающей апертуры АФАР, изображенную на рис.2.77. Введем следующие обозначения: dx, dy - межэлементное расстояние в решетке по осям x и y; R, θ, φ - сферическая система координат.

y

φ

dy

x

Рис.2.77. Прямоугольная структура АР в сферической системе координат

Напряженность электрического поля, созданного рассматриваемой системой вибраторов, в дальней зоне может быть представлена в виде

где A - амплитуда поля; R - радиус-вектор точки наблюдения; k = 2π/λ - волновое число; f(θ,φ) - ДН излучателя (усредненная) в составе решетки; F1(θ,φ) - множитель решетки. По сути, формула (2.56) - теорема перемножения.

Для дальней зоны (R >> λ) используется следующее выражение для ДН излучающей апертуры с дискретными излучателями:

где zi - координата i-го излучателя по оси z; dxi, dyi - координаты i-го излучателя по осям x и y; θ, φ - углы наблюдения; θ0, φ0 - углы, определяющие направление сканирования луча; N - количество излучателей.

В случае плоской антенной решетки ее ДН определяется следующим выражением:

159

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Нумерация излучателей - одинарная (от 1 до N), а не по строкам и столбцам - имеет определенные преимущества:

-упрощается исходная формула для программирования;

-вид формулы подходит для любой структуры апертуры (квадратной, прямоугольной, гексагональной, кольцевой, неэквидистантной и т.д.).

Применение формул фазирования к антенным решеткам с плоским раскрывом приводит к следующим требуемым фазовым сдвигам излучателей, находящихся в точках раскрыва с координатами dxn, dyn:

В АФАР с прямоугольной сеткой расположения излучателей для быстрого расчета фазовых сдвигов всех излучателей удобно вначале вычислить разности фаз между соседними элементами вдоль осей x и y

После этого может быть проведено последовательное умножение фазовых сдвигов на все целые числа m и n, вплоть до максимальных M и N, соответствующих числу колонок и рядов решетки. И, наконец, суммирование найденных кратных значений дает требуемые фазы каждого элемента

Фmn = mDФ x + nDФ y ,

где m (номер колонки) и n (номер строки) определяются положением излучателя в антенной решетке.

Подобный способ вычисления фаз позволяет построить очень изящную систему управления решеткой, обычно называемую строчно-столбцевой системой управления

(рис.2.78).

160

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Рис.2.78. Структура строчно-столбцевой системы управления АФАР

К элементам с номером mn по двум независимым каналам подводятся два сигнала, содержащих закодированные значения m Ф x и n Ф y . Сумматоры,

расположенные в непосредственной близости от фазирующего устройства, осуществляют сложение m Ф x и n Ф y .

Полное число управляющих шин в АФАР с числом элементов N = M∙N1 равно только М + N1, что делает управляющую систему простой и надежной и обеспечивает хорошее быстродействие.

В излучающей апертуре с треугольной сеткой расположения элементов непосредственно применяется система управления по строкам и столбцам в координатах x и y, что требует примерно вдвое большего числа управляющих шин по сравнению с АФАР с прямоугольной сеткой. Уменьшение числа шин возможно при косоугольном расположении строк и столбцов, однако это создает некоторые затруднения при вычислении управляющих кодов. В решетках с неэквидистантным расположением элементов управление по строкам и столбцам неэффективно, и приходится предуcматривать индивидуальное вычисление требуемых фаз для каждого элемента.

2.16.1. Особенности дискретного фазирования элементов

Как уже упоминалось, при создании АФАР используются дискретные фазовращатели, с помощью которых фаза возбуждения в каждом излучателе может быть изменена только скачком на величину ΔФ, называемую дискретом фазирования. Обычно ΔФ = 2π/M, где М = 2p (р - целое число, определяющее количество разрядов ФВ). Управление включением необходимого фазового сдвига обычно строится по бинарному принципу (рис.2.79).

161

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Управляющий код

Рис.2.79. Иллюстрация бинарного принципа управления работой ФВ

Проходной ФВ разбивается на p разрядов, каждый из которых может находиться в одном из двух состояний, характеризующихся фазовой задержкой 0 или π/2m-1, где m - номер разряда. Для выбора любого из М = 2p возможных фазовых состояний ФВ достаточно использовать только p управляющих сигналов, принимающих условные значения 0 или 1.

Важнейшим преимуществом дискретного фазирующего устройства перед плавным (аналоговым) является улучшенная стабильность. Это объясняется тем, что управляющие устройства работают в режиме переключения с использованием только двух крайних областей их характеристик. Другое преимущество дискретного фазирующего устройства - удобство управления им с помощью ЭВМ.

При дискретном фазировании решетки в направлении θ0, φ0 для каждого излучателя по формуле (2.59) рассчитывается точное (идеальное) значение фазы Фn0, которое затем округляется до ближайшего дискретного значения Фn:

Fn = DF × E(0,5 + Fn0 / DF) = F n0 - dFn ,

где Е(x) - операция выделения целой части числа x; dFn = Fn0 - Fn - систематическая фазовая ошибка из-за дискретности фазирования; зависимость этой ошибки от значения "идеальной" фазы Фn0 представляет пилообразную функцию с периодом ΔФ (рис.2.80).

Рис.2.80. Зависимость систематической фазовой ошибки от дискретности фазирования

162

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Попытаемся найти направления, в которых паразитная ДН с номером m имеет максимум. Для этого следует принять равным нулю показатель степени в выражении (2.65) и соответственно исследовать возможность синфазного сложения полей от всех излучателей решетки для данного m.

Для плоской антенной решетки условие

ψ n + Φ n0 (1 + 2πm / ΔΦ) = 0

эквивалентно равенству

где θ0, φ0 - направления сканирования решетки; dxn, dyn - координаты излучателя с номером n; θm, φm - направления максимального излучения паразитных ДН.

Так как равенство (2.66) должно одновременно выполняться для любых dx, dy, то решение имеет вид:

Таким образом, максимумы паразитных ДН при любых m ≠ 0 расположены в плоскости отклонения луча от нормали к раскрыву, а сами ДН представляют собой ДН плоской антенной решетки, идеально сфазированные в направлении θm, φm.

Абсолютный уровень наибольших паразитных максимумов m = ±1 согласно (2.63) составляет sin(ΔФ/2)/(π ± ΔФ/2). Например, в случае ΔФ = π/2 уровень наибольшего паразитного максимума имеет величину –9,6 дБ, в случае ΔФ = π/4 - величину –16,6 дБ.

Паразитные лепестки заметного уровня характерны лишь для линейных и плоских АФАР с дискретным фазированием. В неплоских решетках уравнение (2.66) не имеет одинаковых решений для всех пар элементов решетки, и происходит своеобразное рассеивание мощности паразитных ДН в широкой зоне углов. Аналогичного эффекта можно добиться для линейных и плоских решеток путем создания нелинейного начального фазового распределения - фазовой подставки. Естественно, что начальное фазовое распределение должно компенсироваться ФВ при сканировании.

Снижение коэффициента использования поверхности АФАР с дискретным фазированием дается приближенной формулой

164

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

справедливой как при наличии начальной фазовой подставки, так и при ее отсутствии.

2.16.2. Ошибки квантования в АФАР

Рассмотрим несколько иной подход к учету влияния дискретного фазирования на энергетику АФАР.

В фазовращателе, имеющем дискретность управления в р бит (дискретов), фаза может устанавливаться до нужной величины с остаточной ошибкой:

-максимальной фазовой α = ±π / 2 p ;

-среднеквадратической фазовой aскв = p /(3 × 2 p ) .

Анализ показывает, что максимум ДН Е '(θ)max решетки, состоящей из N элементов, при одинаковой амплитуде сигналов возбуждения всех элементов и при ошибке квантования фазы в n-м элементе αn описывается выражением

Фазовые ошибки имеют обычно симметричное распределение по апертуре, поэтому

N−1

åsin αn = 0.

n=0

Уменьшение усиления антенной решетки G, обусловленное фазовыми ошибками, равно

DG =1 - [E'(q) / E(q)]2 ,

а с учетом выражения (2.71)

165

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com