2.2.2. Ключі на польових транзисторах

Ключ з пасивним навантаженням. Схемотехніка цифрових систем з використанням польових транзисторів інтенсивно розвивається, і її використання швидко розширюється з низькочастотної електронної автоматики в такі галузі, як вимірювальна та обчислювальна техніка завдяки ряду позитивних якостей польових транзисторів:

• низька залишкова напруга на відкритому ключі, яка дозволяє здійснювати комутацію електронних сигналів низьких рівнів;

• високій опір ключа в закритому стані;

• низька споживана потужність ключа, обумовлена особливостями як транзистора, так і схемотехніки, що застосовується;

• висока технологічність створення інтегральних схем;

• площа інтегрального транзистора на кристалі значно менша, ніж біполярного, що дає можливість суттєво підвищувати ступінь інтеграції схем.

В інтегральній схемотехніці використовуються різні типи польових транзисторів. Транзистори на базі керованого p-n переходу (JFET – Junction Field Effect Transistor) знаходять використання в аналогових схемах перемикання, а MДH-структури (MOSFET, MISFET – Metal-Oxigen(Insulator)-Semiconductor Field Effect Transistor) використовуються в цифровій схемотехніці. Як ключові елементи використовуються лише транзистори з індукованим каналом.

Принципова схема такого ключа з n- каналом приведена на рис. 2.8, а.

Подібно до біполярних, польові транзистори найбільш повно характеризуються сім’єю вихідних характеристик (рис. 2.8, б), на яких умовно виділяються дві області. Перша з них (позначена цифрою I) – область наростання струму. В цій області канал транзистора може розглядатись як прилад, що керується напругою затвор-витік U_ЗВ . В області ІІ, яка традиційно називається пентодною, струм мало залежить від напруги стоку U_С .

Вигляд вихідних характеристик ілюструє важливу особливість MДH-транзисторів – відсутність залишкової напруги, яка характерна для біполярних структур. Зменшення величини опору відкритого каналу досягається або за рахунок підвищення опору R_С , або шляхом підвищення напруги U_ЗВ , яка має свої обмеження.

Розділююча лінія між двома областями характеристики |U_ЗВ – U_П| = U_Р визначається розділюючою напругою U_Р .

При аналізі схем з польовими транзисторами широко використовується стоко-затворна характеристика І_С = f (U_С) (рис. 2.9).

Порогова напруга U_П визначає той рівень вхідної напруги, при якій з’являється провідність індукованого каналу.

Стоко-затворна характеристика покладена в основу побудови схеми заміщення транзистора з джерелом струму І_С , що задається крутизною цієї характеристики g (рис. 2.10), де r_ВС – динамічний опір витік-стік; С_ЗВ , С_ЗС , С_ВС – паразитні міжелектродні ємності транзистора (позначення В, З, С – відповідно, витік, затвор, стік).

Робота MДH-транзистора в режимі ключа суттєво відрізняється від роботи біполярного транзистора.

До того часу, поки вхідна напруга менше порогового рівня U_П , транзистор знаходиться в закритому стані і напруга на його виході дорівнює напрузі джерела живлення E_С . При збільшенні U_ВХ транзистор спочатку проходить область пентодних характеристик, а потім при досягненні співвідношення U_ВХ > U_П переходить в область І, де його внутрішній опір зменшується до величини

R_В  (g U_П)^-1.

При цьому вихідна напруга визначатиметься співвідношенням між R_С і R_В :

.

У зв’язку з тим, що в MДH-транзисторах режим насичення відсутній, величина вихідної напруги ключа (низький рівень) залежить від R_С . Звідси витікає, що величина R_С повинна розраховуватись, виходячи з умов перешкодостійкості ключа.

Специфіка процесів при зміні станів ключа проявляється у тому, що його внутрішні процеси мають значно більшу швидкість, ніж зовнішні, пов’язані з зарядом та розрядом паразитних конденсаторів. Найбільший вплив на тривалість фронтів має ємність конденсатора С_ВС (рис. 2.10), поєднана з ємністю навантаження, монтажу та ін. Заряд конденсатора С_ВС відбувається через резистор R_С від джерела живлення Е_С , а розряд – через відкритий канал транзистора з опором R_В . Враховуючи, що R_С >> R_В (співвідношення між ними знаходиться в інтервалі 10…20), зарядний струм приблизно на стільки ж менший, ніж розрядний, а це значить, що швидкодія ключа обмежується часом заряду конденсатора С_ВС через R_С . Зниження часу заряду С_ВС за рахунок зниження R_С недоцільно, оскільки це веде до зниження перешкодостійкості.

Комплементарні MДH-ключі. Розглянута схема має ряд недоліків як схемотехнічного, так і технологічного характеру, які дуже важко усунути. Вихід з цієї ситуації знаходиться у використанні динамічного навантаження, в якості якого використовується транзисторний ключ протилежної провідності (рис. 2.11).

У приведеній схемі обидва транзистори включені однаково за схемою з загальним витоком, і ключ є симметричним по відношенню до вхідної та вихідної напруги. Вхідна напруга для обох транзисторів визначається по-різному: для n- канального VT2 – по відношенню до загальної шини, а для p- канального VT1 – до шини живлення. Тому діаграма напруг керування ключом має вигляд, приведений на рис. 2.12, де U_К.1 = U_ВХ – напруга керування транзистором VT1, а U_К.2 = Е – U_ВХ – напруга керування VT2. Враховуючи, що для кожного транзистора U_П є постійною величиною, у залежності від величини напруги Е можливі різні співвідношення між напругою живлення Е та пороговими рівнями:

а) E > U_П.1 + U_П.2 ;

б) E < U_П.1 + U_П.2 ; (2.16)

в) E = U_П.1 + U_П.2 .

Передаточні характеристики U_ВИХ = f (U_ВХ) для випадків а та б наведені на рис. 2.13. Випадок в реалізувати практично неможливо, тому що неможливо точно задати U_П.1 та U_П.2 .

Конкретні значення високого і низького рівнів вихідної напруги ключа визначаються співвідношенням опорів закритого транзистора R_З та відкритого R_В . Реально R_З >> R_В , тому напруга високого рівня практично дорівнює напрузі живлення, а низького – майже не відрізняється від нуля. При зміні вхідної напруги від нуля до U_П.1 транзистор VT2 закритий. У той же час, відповідно до (2.16, а) транзистор VT1 з відкритого стану з практично нульовою напругою на ньому переходить при U_ВХ.П2 з пологої характеристики на круто падаючу. При подальшому підвищенні U_ВХ до U_П.1 відкривається транзистор VT2, який спочатку буде знаходитись на пологій частині характеристик. При підвищенні U_ВХ напруга U_З.2 на затворі VT2 зменшується відповідно до формули:

U_З.2 = Е – U_ВХ ,

і транзистор буде підтримуватись в відкритому стані, доки

U_ВХ < Е – U_П.2 .

Як результат, в інтервалі вхідної напруги

U_П.1 < U_ВХ < Е – U_П.2

обидва транзистори перебуватимуть у відкритому стані і через них протікатиме прохідний струм (інтервал bс).

Коли U_ВХ досягне рівня (Е – U_П.2), транзистор VT1 закриється, і струм через транзистори припиниться. Подальше підвищення U_ВХ приведе до переходу транзистора VT2 до відкритого стану.

Приклад 2.2. При яких вхідних напругах обидва транзистори (рис. 2.11) будуть відкриті, якщо Е = 10 В; U_П.1 = 5 В; U_П.2 = 4 В ?

Розв’язання. Обидва транзистори перебуватимуть у відкритому стані в інтервалі вхідних напруг

5 В < U_ВХ < (10 – 4) В = 6 В.

Розглянемо тепер ситуацію, яка має місце при виконанні співвідношення (2.16, б), коли сума порогових рівнів перевищує напругу живлення Е (див. рис. 2.13, б).

При підвищенні вхідної напруги до величини U_ВХ = Е – U_П.2 транзистор VT1 закривається. Транзистор VT2 перебуватиме у закритому стані до тих пір, поки U_ВХ < U_П.1. Коли U_ВХ = U_П.1 , транзистор VT2 відкривається і після того, як вхідна напруга стане більшою рівня U_ВХ.П.1 , переходить у режим круто падаючих характеристик з практично нульовим рівнем вхідної напруги. Прохідний струм у такій схемі не з’являється.

Враховуючи той факт, що порогові рівні для кожного транзистора є величинами постійними, кожен з режимів може мати місце, якщо змінювати напругу живлення. Режим б, як видно з аналізу, корисний з тієї точки зору, що транзисторний ключ ні в статичних режимах, ні при зміні стану не споживає струму (якщо не враховувати наявність паразитних конденсаторів). При підвищенні напруги живлення схема переходить у режим а, за яким, як буде показано пізніше, можуть наступати аварійні режими.

Часові співвідношення розглянутого ключа при зміні його станів набагато кращі, ніж ключа з резистивним навантаженням. Перш за все, це пояснюється тим, що в процесі зарядки паразитних конденсаторів відсутній високоомний опір R_С і їх перезаряд проходить через відкриті транзистори VT1 і VT2. Слід зазначити, що час перемикання ключа суттєво залежить від величини порогових рівнів і крутизни характеристики І_З = f (U_ВЗ) транзисторів, які є технологічними параметрами і можуть покращуватись з удосконаленням технологій виробництва інтегральних схем.