2.2. Транзисторнi ключовi схеми

2.2.1. Ключi на бiполярних транзисторах

Базовий бiполярний ключ. Схема найпростiшого транзисторного ключа приведена на рис. 2.3, a. Рис. 2.3, б пояснює режими роботи транзистора за допомогою сiмейства вихiдних характеристик.

Лiнiя навантаження AB, яка описується вiдомим рівнянням:

U_КЕ = E_К – I_К R_К ,

задає положення робочої точки транзистора на сімействі його вихідних характеристик.

Для ключового режиму характерними є двi точки – A та B. Точка А на лiнiї навантаження характеризується тим, що струм бази має зворотнiй напрямок i визначається зворотнiм струмом колекторного переходу:

I_Б = – I_К0 .

У схемі, що розглядається, не використовуються спецiальнi джерела живлення для фіксації або зміщення положення робочої точки. Тому робота транзистора в точцi А лінії навантаження забезпечується тiльки низьким рiвнем вхiдної напруги і називається режимом запирання або режимом вiдсiчки. Напруга на виходi ключа в цьому режимi

U₃ = E_К – I_К0 R_К

є величиною меншою, нiж напруга живлення E_К . Звiдси витiкає, що сигнал логiчної одиницi за рівнем не може досягнути значення напруги E_К , i для зменшення цієї різниці необхiдно вибирати транзистори з малим значенням I_К0 , а R_К брати якомога меншим.

Точка B характеризує другий режим, який називається режимом вiдкритого стану. Для цієї точки справедливе спiввiдношення:

I_КН =  I_Б5 + I_К0 (1+)   I_Б5 , (2.3)

де  – статичний коефiцiєнт передачi струму транзистора, включеного за схемою з загальним емітером; I_Б5 – базовий струм, при якому транзистор знаходиться на границі активного режиму і режиму насичення.

Залишкова напруга на колекторi вiдкритого транзистора

U_КЕ.0 = E_К – I_К R_К

повинна мати мiнiмальне значення. Реальнi величини U_КЕ.0 у залежностi вiд типу транзистора лежать у межах 0,05…1 В.

Особливiсть цiєї робочої точки полягає в тому, що робота транзистора в нiй забезпечується як базовим струмом I_Б5 , так i струмами бази, більшими нiж I_Б5 .

Розглянемо бiльш детально особливості робочої точки В, якій відповідає колекторний струм I_КН і струм бази I_Б5 . Допустимо, що напруга живлення збiльшилась на величину E_К (рис. 2.3, б). Лiнiя навантаження змiститься вправо, i робоча точка В перейде в В¹. При цьому транзистор перейде в активний режим, а напруга на транзисторi U_КЕ.0 , що вiдповiдала рiвню логiчного нуля, збільшиться до U¹_КЕ.0 . Подiбна ситуацiя може виникнути також у випадку, коли величина навантаження R_Н змiниться у бік зменшення опору. Щоб запобiгти такому явищу необхiдно, як витiкає з рис. 2.3, б, збiльшити струм бази на таку величину, щоб прогнозованi коливання напруги живлення i величини навантаження не могли впливати на положення точки В, тобто повинна мати мiсце нерiвнiсть

I_Б > І_Б5 .

Такий режим роботи транзистора називається режимом насичення i характеризується параметром N, який називається коефiцiєнтом насичення

. (2.4)

З (2.4) знаходимо

. (2.5)

Параметр N задається в межах 1,5…3, а струм бази для виконання умови (2.5) забезпечується вхiдними колами вiдповiдно до формули:

. (2.6)

де U_БЕ – падіння напруги на відкритому переході база-емітер.

Режим насичення використовується для створення умов надiйної роботи транзистора у вiдкритому станi, адже забезпечує незалежнiсть вихiдного нульового рiвня вiд нестабiльностi навантаження, напруги живлення, а також вiд коливань параметрiв самого транзистора.

Фiзична основа цього явища полягає у наступному. В активному режимi роботи транзистора мiж струмом бази та струмом колектора iснує строга пропорцiя, яка визначається коефiцiєнтом передачi . У режимi насичення колекторний струм не залежить вiд струму бази в iнтервалi його змiни

I_Б5  I_Б  N I_Б5 .

Суттєве пiдвищення значення струму бази приводить до накопичення зарядiв в областi бази, що забезпечує стабiльнiсть колекторного струму навiть при наявностi вiдмiчених вище дестабiлiзуючих факторiв. Але наявнiсть режиму насичення має свої недолiки, якi проявляються у динамiчних режимах роботи ключа. Дiаграми, якi пояснюють особливiсть динамiчних режимiв, приведенi на рис. 2.4. Поява вхiдного вiдкриваючого iмпульсу приводить, вiдповiдно до (2.6), до появи iмпульсу базового струму (рис. 2.4, б), який без урахування базових та паразитних ємностей фактично повторює форму iмпульсу вхiдної напруги. Але характер змiни колекторного струму вiдрiзняється вiд базового. Пояснюється це iнерцiйнiстю колекторних кiл транзистора, якi можуть бути враховані еквiвалентною постiйною часу

_т = _ + _к ,

де _ = ( + 1) / f_ – постiйна часу, що визначається обмеженою швидкiстю руху зарядiв; f_ – гранична частота роботи транзистора при включенні за схемою з загальним емітером; _к = r_к C_к – постiйна часу колекторного переходу (r_к , C_к – його параметри).

Колекторний струм при вказаних умовах змiнюється за законом:

. (2.7)

Якщо I_Б  I_Б5 , то забезпечується швидке наростання струму колектора до величини I_КН   I_б . Завдяки цьому тривалiсть фронту вихiдного iмпульсу

, (2.8)

знайдена з (2.7) при умовi, що I_К(t) = I_КН при t = t₁ , буде дещо скорочуватись.

Запирання транзистора починається з моменту t₂ , коли iмпульс вхiдної напруги i, вiдповiдно, вхiдний струм, зменшуються до нуля.

З цього моменту накопичений заряд в областi бази транзистора, обумовленний надмiрним струмом бази, починає зменшуватись вiд величини, еквiвалентної  I_б , до нуля, з постiйною часу _  (2…4) _ . В iнтервалi часу t₂ … t₃ величина заряду зменшується до величини, для якої характерною є пропорцiйнiсть I_К =  I_б . Для моменту t₃ ця пропорцiя визначається формулою (2.3). Звiдси витiкає, що в iнтервалi часу t₂ … t₃ , який називається часом розсмоктування збиткових носiїв в областi бази t_Р , колекторний струм транзистора залишається незмiнним.

Зрозумiло, що вказаний iнтервал часу, який визначається за формулою:

t_Р = _ ln N, (2.9)

є вимушеною затримкою вимикання транзистора, причому вказана затримка пропорцiйна коефiцiєнту насичення N .

Пiсля завершення iнтервалу t_P транзистор в активному режимi переходить з вiдкритого стану до закритого за iнтервал часу спаду t_C :

t_С = _ ln 9  2,2 _ . (2.10)

Розглянутий ключ вiдноситься до типу бiполярних насичених ключiв зі статичним навантаженням.

Як витiкає з виразів (2.8) – (2.10), задача створення швидкодiючого біполярного ключа пов’язана із суперечливими вимогами щодо коефiцiєнта насиченостi.

Приклад 2.1. Оцінити часові характеристики перемикання ключа на транзисторі КТ315Б з наступними параметрами:  = 50…700; _К = 500 пс; f_ = 250 МГц.

Розв’язання. Задаємо коефіцієнт насичення N = 3.

Обчислення ведемо для найменшого значення  = 50.

 с;

 с;

 с;

, вибираємо

с.

 с;

 с.

У прикладі маємо досить великі значення часових характеристик, які не характерні для цифрових пристроїв. Але, у той же час, приведені дані говорять про те, що підвищення швидкодії перемикання ключів є дійсно важливою задачею.

У практицi побудови швидкодiючих ключiв iснує багато шляхiв вирiшення вказаних протирiч.

Розглянемо лише тi, якi широко використовуються у цифровiй схемотехнiцi.

Бiполярний ключ з нелiнiйним зворотнiм зв’язком. Розв’язання протирiч, якi вiдмiчались ранiше, досягається у схемi, де транзистор не входить у режим насичення, а низький рiвень вихiдної напруги стабiлiзується (рис. 2.5).

У схемi використовується iдея дiодного обмежувача. Її робота полягає у наступному. Якщо транзистор ненасичений, то напруга на його колекторi перевищує напругу на базi, i дiод змiщується в зворотньому напрямку. Весь вхiдний струм I_ВХ замикається через перехід база-емітер транзистора. Коли вхiдний струм досягає величини, при якiй транзистор входить у режим насичення, величина напруги на колекторi зменшується завдяки наявностi збиткового об’ємного заряду в базi, тобто виконується спiввiдношення:

U_КЕ  U_БЕ .

П

Рис. 2.5

ри такому спiввiдношеннi дiод відкривається, i частина вхiдного струму (струм зворотнього зв’язку I_ЗЗ) вiдгалуджується через нього, замикаючись через зовнiшнi кола схеми. Але це можливо лише в тому випадку, коли падiння напруги U_д на вiдкритому дiодi достатньо мале, а точнiше:

U_Д + U_КЕ  U_БЕ . (2.11)

Умова (2.11) не може бути виконана при використаннi дiодiв з р-n переходом, оскільки падiння напруги на них приблизно дорівнює падiнню напруги U_БЕ . Тому для створення швидкодіючих ключiв використовуються діоди, створені не на основi р-n переходу, а на основi переходу метал-напiвпровiдник. Такi дiоди називаються дiодами Шоткi. Їх особливiсть полягає у тому, що швидкiсть переносу зарядiв через контакт метал-напiвпровiдник приблизно на три порядки вища, нiж у р-n переходi. Час їх вимикання дуже малий (до 100 пс, тоді як для р-n переходiв – до 100 нс) i не залежить вiд температури. Друга їх перевага полягає в тому, що напруга їх вiдкривання U = 0,2…0,4 B, що в 2-3 рази менше, нiж для р-n переходу.

Використання дiодiв Шоткi забезпечує роботу транзистора на межі насичення, а такий транзистор здобув назву транзистора Шоткі (рис. 2.5, б). Транзистор Шоткi зазвичай має малий час вимикання i дає можливiсть форсувати вмикаючi та вимикаючi струми для зниження t_Ф і t_С .

Ключ з динамiчним навантаженням.

Як відомо, в аналоговій схемотехніці підсилювач класу А з динамічним навантаженням представляє собою схему, в якій колекторний резистор заміщений транзистором, що працює в режимі джерела струму. Перевага такої схеми полягає в тому, що низькоомний колекторний резистор у режимі підсилення замінюється динамічним високоомним колекторним опором транзистора-навантаження. Це дає можливість суттєво підняти коефіцієнт підсилення каскаду.

У цифровій схемотехніці пiд термiном “динамiчне навантаження” мається на увазi таке колекторне навантаження транзистора, величина якого змiнюється зi змiною режиму роботи ключа. Прикладом схеми з динамiчним навантаженням може бути пiдсилювач класу B. Особливiсть цієї схеми полягає у тому, що, вiдкриваючи регулюючий транзистор, одночасно збiльшують (зменшують) величину колекторного опору. При використаннi в якостi навантаження транзистора того ж типу провiдностi, що i регулюючий, у такiй схемi повинно забезпечуватись протифазне керування ними. З цiєю метою використовується спецiальний фазоiнверсний каскад. За таким самим принципом будується i ключ, з тією лише рiзницею, що вiдкритому стану ключа вiдповiдає закритий стан транзистора-навантаження, i навпаки (рис. 2.6). Використання такої схеми ключа дозволяє:

• пiдвищити навантажувальну здатність логiчного елемента;

• пiдвищити пороговий рiвень вхiдної напруги i перешкодостiйкiсть;

• підвищити швидкість перемикання в динамічних режимах.

Розглянемо особливостi роботи ключа.

При U_ВХ = 0 транзистори VT1 і VT3 знаходяться у закритому станi за рахунок змiщуючих потенцiалiв U_БЕ.1 i U_БЕ.3 .

Напруга на колекторi транзистора VТ1

U_К1 = Е_К – I_К0 R_К

близька до рiвня логiчної одиницi. Вона забезпечує нормальний активний режим транзистора VТ2, який у даному випадку працює на навантаження R_Н як емiтерний повторювач. Тобто

U_ВИХ = Е_К – I_К.0 R_К – U_БЕ.2  Е_К .

При наростаннi вхiдної напруги транзистор VТ1 спочатку знаходиться у закритому станi. З моменту, коли U_ВХ  U_БЕ.1 , вiн переходить в активний режим роботи зі струмом бази, який визначається за формулою:

.

З ростом базового струму I_Б1 пiдвищується струм емiтера I_Е1 i напруга U_Е1 . Коли створюється нерiвнiсть U_Е1  U_БЕ3 , вiдкривається транзистор VT3 i його перехiд база-емiттер шунтує резистор R_Е .

Струм I_Б1 зростає, i транзистор VT1 входить у режим насичення. За рахунок струму вiд джерела Е_К через R_К1 i вiдкритий транзистор VT1 транзистор VT3 також входить у режим насичення.

Вiдповiдно до умов роботи ключа з динамiчним навантаженням, транзистор VT2 повинен закритися. Але у розглянутих умовах це неможливо, оскільки потенцiал його бази вищий, нiж потенціал емiтера. Для вирiшення цiєї проблеми необхiдно пiдняти потенцiал емiтера VТ2, що робиться за рахунок допомiжного дiода, який вмикається вiдповiдно до рис. 2.6. Пiсля закривання транзистора VТ2 напруга на виходi схеми стає близькою до “0”. Максимальний вихiдний струм ключа визначається струмом змiщеного у зворотньому напрямку переходу база-емiтер транзистора VТ2.

П

Рис. 2.7

ри зміні станів транзисторів VТ2 і VТ3 мають місце ситуації, коли на короткому інтервалі часу один з транзисторів ще не встиг закритися, а інший вже відкрився. В результаті через обидва транзистори проходить значний струм, який називається динамічним струмом перемикання ключа. Величина динамічного струму може досягти недопустимих величин для безпечної роботи транзисторів. Тому для їх захисту в схемi передбачається резистор R_К2 , який обмежує величини динамічних струмів на безпечному рівні.

Існують й iншi поблеми при побудовi ключа, частина з яких буде розглянута при вивченнi конкретних схем логiчних елементiв.

Схеми з перемиканням струму. Вiдома у пiдсилювальній технiці схема диференцiйного каскаду (рис. 2.7, транзистори VТ1…VТ2) не могла не привернути увагу розробникiв логiчних схем.

Повязано це з тим, що розглянутi вище схеми у тiй чи iншiй мiрi не задовольняють основним вимогам, якi необхiдно закладати у структури логiчних елементiв:

• ненасиченнi транзисторнi схеми;

• мiнiмальний перепад напруг;

• величини струмiв повиннi забезпечити мiнiмальний час перемикання.

Розглянемо особливiсть роботи приведеної схеми як логiчного ключа.

На базу транзистора VТ2 подається постійний потенціал Е₀ , а вхідний логічний сигнал подається на базу VТ1.

При нульовому вхiдному сигналi транзистор VТ2 вiдкритий i струм I_Е замикається через R_Е1 , емiттер колектор VТ2 i R_К2 . Падiння напруги на R_Е1 створює на емітері VT1 потенціал U_Е , який приводить до запирання VТ1. В результатi напруга на колекторi VТ1 практично дорівнює напрузi живлення Е_К , а вихiдний сигнал U_ВИХ , що знiмається з резистора R_Е2 емiттерного повторювача, виконаного на VТ3, визначається рiвнем (рис. 2.7):

U¹_ВИХ = Е_К – U_БЕ.3 . (2.12)

Слiд зазначити, що в такому режимi вхiдний струм визначається зворотнiм струмом колекторного переходу VТ1. Транзистор VТ2 знаходиться в активному режимi, тому що при закритому VТ1 транзистор VТ2 працює як пiдсилювач з глибоким зворотнiм зв’язком, i напруга на його колекторi знаходиться за формулою:

U_К2 = Е_К – I_Е R_К2 .

Практично в такому ж станi схема залишатиметься в усьому дiапазонi напруг:

0  U_ВХ  Е₀ .

При U_ВХ = Е₀ починається процес перемикання струму в схемi. При цьому спiввiдношеннi обидва транзистори знаходяться в активному режимi з однаковими напругами на колекторах. Активний режим забезпечуватиметься у деякому дiапазонi напруг, при якому вхiдний струм пiдвищиться i визначатиметься величиною:

.

Фактично у розглянутій схемi потенцiал Е₀ є пороговим рівнем, при якому проходить перемикання транзисторiв. Звiдси витiкають два важливі висновки:

• поріг перемикання можна задавати на будь-якому (в межах напруги живлення) рiвнi;

• порогова напруга виступає не фiзичною характеристикою транзистора, а схемним параметром (завжди).

При U_ВХ > Е₀ , якщо Е₀ – U_а < U_БЕ2 (U_а = U_ВХ – U_БЕ1), транзистор VT2 закривається, і напруга на його колекторі дорівнює Е_К , а струм І_Е замикається через VT1. При підвищенні вхідної напруги до Е_К потенціал колектора VT1 матиме величину меншу, ніж потенціал бази:

U_Б = Е_К > U_К1 ,

а це означає, що транзистор VT1 знаходиться в режимі насичення. Звідси витікає, що величина вхідного сигналу повинна бути меншою, ніж Е_К , і зменшена на величену U_ЕБ . Таке зниження досягається за допомогою емітерного повторювача на VT3, завдяки якому максимальне значення вхідного сигналу:

U¹_ВХ = E_К – U_БЕ.3 . (2.13)

Але, з іншого боку, це призведе до зміни вихідного сигналу схеми, і нульовий рівень її:

U⁰_ВИХ = E_К – 2 U_БЕ.3 . (2.14)

Враховуючи, що з умов перешкодостійкості величини відкриваючої та запираючої перешкод повинні бути одинаковими, з урахуванням (2.13) та (2.14) знаходимо величину порогової напруги:

. (2.15)

Приведений у (2.13) – (2.15) незначний діапазон напруг між “0” та “1” при достатньо високій напрузі живлення, як відмічалось вище, є позитивною особливістю схеми. Вона є зрозумілою з фізичної точки зору, якщо враховувати, що вихідні умови і, відповідно, вхідні рівні формує емітерний повторювач.

Оскільки транзистори ключа не входять у режим насичення, то час зміни стану кожного з них визначається постійними часу колекторів транзисторів R_К C_К , що дає можливість забезпечити швидкодію на межі можливого (порівняйте у прикладі 2.1 постійні часу R_К C_К і _).