1.2.2. Силовые элементы линейных стабилизаторов

Для мощных биполярных транзисторов, применяемых в си­ловых каскадах ИВЭП, характерным является малое входное сопротивление h_11Э, которое затрудняет согласование его со слабо­точной схемой управления. Для устранения этого недостатка в си­ловых цепях ИВЭП применяются составные транзисторы. При больших токах особенно перспективным является применение со­ставных транзисторов, изготавливаемых в одном корпусе.

Статический коэффициент передачи напряжения. По вы­ходным ВАХ (рис. 1.20, а) при заданном токе коллектора I_К2 = const определяются падения напряжения на транзисторе U_КЭ1 и U_КЭ2 при соответствующих токах базы I_Б2 и I_Б1.

Рис. 1.20. Типовые вольтамперные характеристики транзистора: а  выходная; б  входная

Затем по входным характеристикам (рис. 1.20, б) для полу­ченных значений напряжений U_КЭ1 и U_КЭ2 при токах базы I_Б2 и I_Б1 определяются значения входного напряжения U_ЭБ1 и U_ЭБ2. Коэф­фициент усиления по напряжению

 = 1/h21Э = (UКЭ2  UКЭ1) / (UЭБ2  UЭБ1)Iк2=const.

(1.2.3)

Следует отметить, что характеристики I_Б = f(U_ЭБ) при U_КЭ > 0 достаточно близко расположены друг к другу при U_КЭ1 и U_КЭ2, по­этому с достаточной для практических расчетов точностью опреде­ление U_ЭБ1 и U_ЭБ2 можно вести по одной из кривых U_КЭ1 или U_КЭ2.

Статическая крутизна прямой передачи в схеме с ОЭ опреде­ляется по выходным характеристикам на рис. 1.20, а при U_КЭ1 = const и изменении тока от I_К1 до I_К2. Определяем значения входных токов I_Б1 и I_Б2, которым на входных характеристиках рис. 1.20, б соответствуют напряжения U_ЭБ1 и U_ЭБ2. Статическая крутизна

Y21Э = (IК2  IК1) / (UЭБ2  UЭБ1)Uкэ1=const.

(1.2.4)

Входное сопротивление транзистора  отношение напряже­ния на входе транзистора к входному току при заданном постоян­ном обратном напряжении коллектор-эмиттер; определяется на рис. 1.20, б по касательной в точке A

H11Э = UЭБ / IБ.

(1.2.5)

Дифференциальное сопротивление коллекторного перехода r_К определяется через выходную, проводимость h₂₂ транзистора

rК = 1/h22.

(1.2.6)

Внутреннее сопротивление транзистора определяется как

ri = тh11Э / h21Э.

(1.2.7)

Выбор режимов работы транзистора по постоянному току производится с учетом области безопасной работы (ОБР), которая строится в координатах I_K, U_КЭ. Множество значений тока коллек­тора I_K = f(U_КЭ) лежит в области, ограниченной осями координат, прямыми I_K = I_Kmax и U_КЭ = U_КЭ0гр и кривой максимально допусти­мой мощности рассеяния.

В качестве примера на рис. 1.21 приведена ОБР для транзи­стора КТ809А. Часть ОБР, обозначенная цифрой I, ограничивает допустимые режимы работы транзистора в статическом режиме, а цифрой II  импульсные режимы работы при длительности им­пульса   300 мкс и скважности Q > 7.

В любых режимах работы транзистора (в том числе и в пере­ходных) рабочая точка должна располагаться возможно ближе к осям координат и не выходить за пределы ОБР. Это условие необходимо учитывать при выборе режимов транзистора по току для импульсных ИВЭП, в которых через транзистор в момент ком­мутации проходят большие импульсы тока. Амплитуда тока не должна выходить за пределы ОБР и превышать значение I_Kmax.

Рис. 1.21. Область безопасной работы транзистора КТ809А: I  в статическом режиме; II  в импульсном режиме

Схемы регулирующего элемента на составных транзисторах приведены на рис. 1.22. Число включаемых транзисторов зависит от их коэффициентов передачи тока и заданного тока нагрузки ста­билизатора.

Для схемы на рис. 1.22, а, состоящей из двух транзисторов, статический коэффициент передачи тока составного каскада

H21Э = h21Э1h21Э2,

(1.2.8)

а напряжение насыщения

UКЭнас = UКЭнас2 + UЭБ1.

(1.2.9)

Для схемы из трех транзисторов (рис. 1.22, б):

h21Э = h21Э1h21Э2h21Э3, UКЭнас = UКЭнас2 + UЭБ1 + UЭБ2.

(1.2.10) (1.2.11)

Напряжение коллектор-эмиттер (в режиме насыщения) в схеме рис. 1.22, в за счет включения вспомогательного источника Е_в и резистора R такое же, как и в схеме на рис. 1.22, а, а статический коэффициент передачи тока определяется из выражения (1.2.10).

а

б

в

Г

д

Рис. 1.22. Регулирующие составные транзисторы:

а  из двух транзисторов; б  из трех транзисторов; в  с дополнительным питанием для составного транзистора; г  с дополнительным питанием для одного проходного транзистора; д  из двух транзисторов с различной проводимостью

По коэффициенту передачи тока схема составного транзи­стора на рис. 1.22, г эквивалентна схемам на рис. 1.22, б, в, а на­пряжение насыщения в ней меньше, чем в других схемах, и опре­деляется коэффициентом насыщения транзистора VT₁.

При расчете коэффициента стабилизации КСН удобно поль­зоваться коэффициентом усиления по напряжению _т (при постоян­ном коллекторном токе I_K = const), который определяется по вход­ным, и выходным характеристикам транзисторов. Для составного транзистора, состоящего из двух транзисторов (рис. 1.22, а), коэф­фициент усиления

т = т1т2 / (т1 + т2),

(1.2.12)

для составного транзистора из трех транзисторов (рис. 1.22, б)

т = т1т2т3 / (т1т2 + т1т3 + т2т3).

(1.2.13)

Для составного транзистора, состоящего из трех транзисто­ров, значения h_11Э, r_iт, r_к соответственно равны

h11Э33 = h11Э1h21Э2h21Э3 + h11Э2h21Э3 + h11Э3; riт = т33h11Э33 / h21Э33; 1/rк = 1/rк1 + 1/rк2 + 1/rк3.

(1.2.14) (1.2.15) (1.2.16)

На рис. 1.22, д приведена схема составного транзистора, имеющего структуры n-p-n и p-n-p. Применение транзисторов раз­личной структуры позволяет согласовать вход регулирующего эле­мента с выходом схемы управления при различных полярностях напряжения питания.