2.2.1. Расчет схемы управления

2.2.1.1. Формирователь синхронизирующего напряжения

Исходными данными для расчета являются: постоянная со­ставляющая U_п0 и амплитуда U_m зг напряжения синхронизации u_зг, напряжение питания U_п, частота f_п и сопротивление нагрузки R_нф.

Проведем расчет для схемы на рис. 2.9, а. Из условия обеспе­чения линейности синхронизирующего напряжения выбирается U_m п  4 U_m зг. С учетом напряжения U_m п выбирается тип полупро­водникового диода мостового выпрямителя. Для уменьшения шун­тирующего влияния R_нф на напряжение u_зг принимается R₂ = 0,1 R_нф и определяются R₁ и C (с учетом неравенства U_m п > U_пр + U_m зг + U_п0):

R₁  R₂  [(U_{m п}  U_пр  U_{m зг}) / U_п0  1],

C  1 / [4f (R₁ + R₂)]  [(U_{m п}  U_пр)R₂ / (R₁ + R₂) + 1],

где U_пр  падение напряжения на диодах выпрямителя VD.

2.2.1.2. Пороговое устройство

Исходными данными для расчета являются: постоянная со­ставляющая U_п0, и амплитуда синхронизирующего напряжения U_m зг, частота коммутации регулирующего транзистора f_п, напряжение питания U_п, сопротивление нагрузки R_нпу, максимальное напряже­ние рассогласования _у m усилителя постоянного напряжения и его выходное сопротивление R_вых. у, выходное напряжение u_п. у или выходной ток I_{п. у} порогового устройства.

Проведем расчет порогового устройства для схемы на рис. 2.10 по следующим исходным данным: U_п0 = 4 В; 2U_m зг = 2 В; f_п = 50 кГц; I_п. у = 50 мА; R_нпу = 82 Ом; _у m = 8 В; R_вых. у = 3 кОм; U_п = 19 В.

1. Выбираем транзистор VT₁ (VT₄) типа КТ630Б с параметрами:

U_{КЭ1 max} = 100 B > U_п = 19 В;

I_{К1 max} = 1 А > I_{п. у} = 50 мА;

t_pac1 = 0,1 мкс < (0,020,1) / f = 0,02/(5010³) = 0,4 мкс;

h_{21Э1 min} = 80;

U_{КЭ нас1}  0,2 B;

R_ЭБ1  3 кОм  максимально допустимое значение внешнего базового резистора.

2. Вычисляем R₁, базовый I_Б1 и коллекторный I_К1 токи транзистора:

R₁  (U_п  U_{КЭ1 max}) / I_{п. у}  R_нпу = (19  0,45) / (50  10³)  82 = 280 Ом;

принимаем R₁ = 240 Ом;

I_К1 = (U_п  U_{КЭ нас1})/(R_нпу + R₁) = (19  0,2)/(82 + 240) = 57 мА < I_{К1 max} =1 А;

I_Б1 = I_К1 / h_{21Э1 min} = 57  10³/80  0,7 мА.

3. Выбираем транзистор VT₂ (VT₃) типа КТ312Б с параметрами:

U_{КЭ2 max} = 35 B > (U_п  U_п0) = (19  4) = 15 В;

I_{К2 max} = 30 мА > (35)I_Б1 = 5  0,7  10^3 = 3,5 мА;

t_pac2 = 0,1 мкс < (0,020,1) / f_п = 0,4 мкс;

h_{21Э1 min} = 25;

U_ЭБ2 = 0,8 B.

4. Принимаем ток коллектора транзистора VT₂ равным I_К2 = (25)I_Б1 = 2  0,7  10^3 = 1,4 мА, рабочее напряжение в режиме усиления U_КЭ = 3 В и вычисляем R₂R₅:

R₅ = (U_п0  U_ЭБ2) / (2I_К2) = (4  0,8) / (21,410^3) = 1,1 кОм;

R₃ = (1,53) / I_К2 = 2,8 / (1,410^3) = 2 кОм < R_ЭБ = 3 кОм;

R₄ = (U_п  U_п0  2U_{m зг}  U_КЭ) / I_К2 = (19  4  2  3) / (1,410^3)  6,8 кОм;

R₂  (U_п0 + 2U_{m зг})R_вых.у/(_{у m}  U_п0  2U_{m зг}) = = (4 + 2)  3  10^3 / (8  4  2) = 9 кОм,

принимаем R₂ = 10 кОм.

Ток базы транзистора VT₂ и сопротивление резистора R₂:

I_Б2 = I_К2 / h_{21Э2 min} = 1,4  10^3 / 25  0,06 мА;

R₈  (U_п0 + 2U_{m зг}) h_{21Э2 min} / I_К2 = (4 + 2)25/1,710^3  100 кОм,

принимаем R₈ = 36 кОм.

2.3. Стабилизаторы понижающего типа

В зависимости от индуктивности дросселя, тока нагрузки, частоты преобразования, входного и выходного напряжений все три типа импульсных стабилизаторов с LC-фильтром независимо от способа стабилизации выходного напряжения могут работать в режиме непрерывных или прерывистых токов, протекающих че­рез дроссель. Временные диаграммы изменения токов и напряже­ний в установившемся режиме для стабилизатора понижающего типа (см. рис. 2.1) приведены на рис. 2.11.

а

б

Рис. 2.11. Диаграммы изменений напряжений и токов в ИСН понижающего типа в режимах непрерывных (а) и прерывистых (б) токов дросселя