2. Расчет ключа на биполярном транзисторе

Расчет схемы коммутации, показанной на рис. 100,а, сводится к определению сопротивления в цепи базы транзистора при заданных управляющем напряжении, напряжении питания и сопротивлении нагрузки. В большинстве случаев полярность управляющего напряжения неизменна, поэтому в схеме коммутации реализуют режим пассивного запирания.

Расчет сопротивления производится по выходной характеристике транзистора (рис. 100,б). Ток базы транзистора выбирается исходя из заданного коэффициента насыщения . Очевидно, что данный ток обеспечивается при следующем сопротивлении в цепи базы:

Существуют упрощенные методики расчета сопротивления , не требующие знания характеристик транзистора. Например, сопротивление может быть рассчитано из требования, чтобы базовый ток транзистора составлял десятую часть коллекторного тока, рассчитываемого приближенно как .

3. Повышение быстродействия ключей на биполярных транзисторах

Как показано выше, биполярный транзистор является достаточно инерционным элементом. Причем его инерционность определяется как собственно частотными свойствами транзистора, так и параметрами управляющего сигнала. Последнее обстоятельство имеет большое практическое значение, т. к., формируя определенным образом сигнал управления, можно существенно влиять на инерционность электронного ключа на биполярном транзисторе.

Для повышения быстродействия электронного ключа широко применяется метод форсированного переключения транзистора. Суть данного метода состоит в том, что на интервалах включения и выключения формируют такие значения управляющего сигнала, которые существенно превосходят сигналы, требуемые с точки зрения обеспечения стационарно включенного и выключенного состояний биполярного транзистора.

Оптимальным, с точки зрения уменьшения времени переключения транзистора, является управляющий сигнал, приведенный на рис. 102. Параметры этого сигнала должны выбираться из следующих условий: и должны обеспечивать заданные времена включения и выключения транзистора; и должны гарантировать работу транзистора соответственно в режимах насыщения и отсечки; интервалы и должны равняться , .

Рис. 102

лц1рис6

Практическое формирование рассмотренного оптимального сигнала является весьма сложной технической задачей. Объясняется это тем, что все перечисленные параметры взаимосвязаны и зависят от свойств реального транзистора. Поэтому на практике используются более простые управляющие сигналы, по форме приближающиеся к оптимальным.

а)	б)
Рис. 103

Наиболее просто сигнал, близкий к оптимальному, реализуется в схеме с форсирующим конденсатором в управляющей цепи (рис. 103,а). Рассмотрим случай пассивного запирания. В момент включения управляющего сигнала . Разряженный конденсатор шунтирует резистор и входной базовый ток скачкообразно изменяется от 0 до . По мере заряда конденсатора ток базы постепенно уменьшается до стационарного значения (рис. 103,б). Базовый ток в момент включения определяется следующим выражением:

,

где — внутреннее сопротивление источника управляющего напряжения.

В стационарном режиме (при заряженном конденсаторе) базовый ток равен:

.

Очевидно, что т. к. .

При выключении электронного ключа , и запирающий базовый ток определяется следующим выражением: , где — напряжение на заряженном конденсаторе.

Соотношение и при заданной частоте коммутации следует выбирать так, чтобы . В этом случае при включении ключа конденсатор полностью успеет зарядиться, а в моменты выключения ключа конденсатор успеет полностью разряжаться на резистор .

Существенную долю времени выключения биполярного транзистора, особенно при пассивном запирании, составляет время рассасывания. Исключение этого интервала приводит к существенному повышению быстродействия схемы коммутации. Ключи, в которых биполярный транзистор не попадает в режим глубокого насыщения, называются ненасыщенными. Обеспечить этот режим можно ограничением базового тока транзистора на уровне . Непосредственно путем соответствующего выбора элементов управляющей цепи этого сделать не представляется возможным из-за большого разброса параметров реальных транзисторов и их температурной нестабильности. На практике для ограничения базового тока используют фиксацию минимального напряжения коллекторного перехода транзистора на уровне . Это обеспечивает работу транзистора на границе насыщенного режима и позволяет ограничить ток базы, тем самым исключая накопление избыточных зарядов в области базы. Следовательно, интервал рассасывания неосновных носителей при выключении транзистора полностью устраняется.

Режим фиксации напряжения коллекторного перехода на нулевом уровне реализуется в схемах, показанных на рис. 104.

а)	б)
Рис. 104		лц1рис9

До тех пор, пока режим работы транзистора в схеме на рис. 104,а не приближается к режиму насыщения, диод заперт, и весь ток поступает в базу транзистора, вызывая его быстрое отпирание. На границе области насыщения напряжение на коллекторном переходе приближается к нулю и диод открывается напряжением . Часть тока отводится в цепь диода, тем самым препятствуя дальнейшему насыщению транзистора. Если в качестве диода в схеме, приведенной на рис. 104,а, использовать диод, имеющий малое падение напряжения в проводящем состоянии, например, диод Шотки, то источник смещения может быть исключен.

В обеих схемах должно выполняться следующее условие:

.

Для этого необходимо, чтобы в схеме на рис. 104,а напряжение выбиралось в соответствии с выражением , где — падение напряжения на диоде. В схеме на рис. 104,6 резистор выбирается из условия . При (для диодов Шотки) резистор может быть исключен из схемы.

Схемы, приведенные на рис. 104,а,б, вследствие своей эффективности и простоты, находят широкое применение на практике. Однако следует отметить, что ненасыщенность ключа ведет к относительно большому падению напряжения на открытом транзисторе. Вследствие этого при коммутации мощной нагрузки на нем будет выделяться существенная мощность, что снизит КПД устройства. По этой же причине нецелесообразно использовать для коммутации мощной нагрузки составные транзисторы, реализующие схему Дарлингтона (см. рис. 34,а) — т. к. напряжение коллектор-эмиттер входного транзистора никогда не будет равняться нулю, то выходной транзистор никогда не перейдет в режим насыщения.