Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги из ГПНТБ / Пустынский И.Н. Транзисторные видеоусилители

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

23.10.2023

Размер:

6.54 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 56 / 186 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 > Следующая >>>

1. Выбираем тип транзистора. Максимальная добротность тран

зистора

д о л ж н а

быть

не

менее величины, найденной

по

формуле

(2.11),

т. е.

300

Мгц.

По табл. 1 приложения 2 находим, что этой добротности соот

ветствует транзистор типа

П416, параметры которого равны Ро=50,

Гб = 100

ом,

С к

= 5

пф,

Тр=0,2

мксек

гэ = 25

ом

(при

/ э г « 1

ма).

2. Задаемся at = 5.

ом.

Определяем

о э =

5,21, « э / = 26,05,

/?и =

781

Выбираем

бли

жайший

номинал Яп =

810

ом.

П р и этом а э / =

н а/ =

5Д8.

Находим

J ?/=3, 12

ком.

Принимаем

ближайший

номинал

Ri = 3,0

ком.

Определяем

Тпи =

0,408 мксек;

т к р =0,608

мксек;

<?=0,49;

# б б =

83,3

ом;

у./ =

0,177;

л / , =

0,5;

£ / ч

= 33,8

мкгн;

Q , =

l,6; /„„ =

=11,3 Мгц.

б)

Расчет

усилителя по

заданным

искажениям

импульса

Р асч ет

усилителя

можно

(Произвести

следующим

об

разом:

1. Выбираем тип транзистора.

М а к с и м а л ь н а я

добротность, по

которой

подбирается

транзистор,

к а к

предыдущем

расчете,

определяется

по формуле

(2.11) с'учетом того, что П «з Ки оО,35Дн .

2. З а д а е м с я

коэффициентом

внешней

обратной связи

а/ = 4ч - 8,

определяем

аэ, a3f,

Rf, Тик, т к р , q, Ree

и щ

точно

так

же,

как

это делалось при расчете усилителя

частотным

методом

(п. 2—11).

3. По допустимому выбросу б и известному коэффи циенту щ из трафиков рис. 4.4 находим необходимый па раметр коррекции . Бели 6 = 0, то п а р а м е т р коррекции можно найти по формуле (4.7).

4. Определяем величину корректирующей индуктив ности по формуле (4.8).

5. Из графиков рис. 4.5 по допустимому выбросу б и п а р а м е т р у %j находим коэффициент импульсной эффек тивности 0п-

6. По формуле (4.16) вычисляем действительное зна чение времени н а р а с т а н и я фронта импульса tBK. Оно должно быть не более заданного.

СЛ О Ж Н АЯ ИНДУКТИВНАЯ И НЕКОТОРЫЕ

ДР У Г И Е СХЕМЫ ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ

КО Р Р Е К Ц И И

5.1. С Л О Ж Н А Я И Н Д У К Т И В Н А Я СХЕМА В Ы С О К О Ч А С Т О Т Н О Й К О Р Р Е К Ц И И

К а к и в ламповых усилителях, в транзисторных ви деоусилителях могут применяться сложные схемы кор рекции, одна из которых приведена на рис. 5.1.

Рис. 5.1. Усилительный каскад со сложной индуктивной схемой кор рекции

Эту схему целесообразно применять при работе уси лителя на высокоомную нагрузку со значительной пара зитной емкостью, например в оконечных каскадах теле

визионных		видеоусилителей.
	Коэффициент частотных искажений д л я схемы рис. 5.1
равен
	Ки_ =			1 + / Ад					\|ч
	КИА	і +		/ QJ>! + и Q2 )2 b2 + (/ ВД'бз +			О" a^k .		'
где	bi=l	+ q;	.	bz=n+(\—x)(q	+ tii);		bs=	(\—x)[nq +
+ ni(x+q)]\		<bi=x(l—х)гіПі\			штикМ) — относительная
угловая частота;				n = La3/RBxm;	ni = Lia3/RsxNK			—	парамет
ры	корреащии;		q=x^hms.—		коэффициент		относительной
инерционности;
т.» = # н [Ск		(1 +	р0 ) + аэ Сн ],л;=СК (1 +			р0 )/[СК (1 +		р 0 ) + С н Я н а э ] .
	В случае q = 0			(безынерционный		транзистор)			в ы р а ж е
ние	(5.1) точно		совпадает с		формулой д л я		коэффициента

частотных искажений при ісложной схеме коррекции в

ламповом усилителе	[33], если учесть, что	RoC0=XmJo-3,
С і = С к ( 1 + : р о ) М > , С 2	Ск.

М о д у ль коэффициента частотных искажений									(5.1) за
пишется -в виде
				1 +		Q\rfi
1 + £ 2 \| ( Ь\—26,)+й^(			Ь\ -		2 6 ^ 3 + 2b4 )+Q^(		fc2_		+	Q 8	& \| "
И з условия	n 2	= b^—2Ь2			-найдем соотношение					между
параметрами коррекции			/г и			п ь при котором		частотная
характеристика	получается				-близкой к оптимальной:
П і = [(1 +<?)2 — 2(7(1 — *)—/г2 —2/г]/2(1 —
Аналогичное	выражение,					-связывающее		параметры
коррекции п и «ь когда			-выполняется условие					Ь\—2Ьфз			+
+ 2Ьд = 0, п о д д а е т с я весьма					громоздким. Поэтому					при
водить его не имеет особого					смысла.
По сравнению с простой параллельной схемой кор
рекции сложная схема позволяет увеличить								граничную
частоту обычно н е более чем н а 20%.
5.2. ВЫСОКОЧАСТОТНАЯ				К О Р Р Е К Ц И Я С			П О М О Щ Ь Ю
И Н Д У К Т И В Н О С Т И ВО В Х О Д Н О Й Ц Е П И К А С К А Д А
Усилительный		каскад		с	корректирующей			индуктив

ностью во входной цепи изображен на рис. 5.2, а его

эквивалентная	схема д л я высших частот — на рис. 5.3,
где Rri=RA\Rh	uT=urRri/Rr.

Рис. 5.2.	Усилительный каскад	Рис. 5.3.	Эквивалентная	схема
с корректирующей индуктивно-		каскада с	корректирующей	индук-
стыо	во входной цепи	тивностыо	во входной цепи для
			высших частот

Р а с с м а т р и в а е м ую схему целесообразно применять совместно с низкочастотной схемой коррекции І?С-филь- тром в цепи базы.

Коэффициент частотных искажений схемы рис . 5.3 равен

l+jQn2

( 5 2 )

К„о

1 + І Q (\

+ n2k/a3)

+ (jQ)*п2Х

где Й = £отк р/Оэ — относительная угловая частота;

« 2 = a 3 L 2 / / ? 2 T K p

— п а р а м е т р

.коррекции;

aa=

1 - f - r 0 (l

+Ро)/('ЛбЧ-^б) (1

— к о э ф ф и ц и е н т

внут

ренней

обратной

связи

каскаде

на средних

частотах;

Ки о=ЯвЯкЫЯг(&б

+ r<j) (ll + Ai)a 0 — коэффициент

уси

ления каскада по напряжению на средних частотах;

А,=-{Rri + r^RzKRe

+ re) (Rri+Rz)

[при

р а б о т е

усили

теля от

генератора

тока, когда / ? г і ^ ' " б и Rri^Rz

имеем

X=RoJ(R2+r6)].

при условиях, что Rn+Re

В ы р а ж е н и е

(5.2)

получено

- f - / ' o < | Z K |

I - sC^o -— 1)т к & < |

(7?1+^ 2 ) . Эти

условия

обыч

но выполняются.

П а р а м е т р коррекции,

обеспечивающий

оптимальную

частотную характеристику, р а в е н

При

П2=п2ч

граничная

частота

усилительного

каска

да составляет

івк =

а3С2ь/2т;KQ%,

где

— эффективность

схемы коррекции. К а к следует и з

(5.3),

<Зч-ИЗч макс =1,72, КОГДа П2ч->«2чмин = 0,414

и А->-1.

Если L 2 = 0 ,

Ягт^оо,

то

граничная частота

каскада

равна

U =

Яз/2лтк р ,

а в случае

L 2 = 0

и Rz-^-oa

имеем

/в =

я Э оо/2ят к р

Ки0п

ВДн

Ро/Яг (Rn+гб)

(1 4- th) а Э с о ,

где а Э о о

а э

1 +

г,(1 +

ро)/(Кг і + 'б) О +

	П ри	работе усилителя от генератора		тока	( # г > г е
и	Rr~>Ri)	подключение	корректирующей	индуктивности
L 2	последовательно с Rz		увеличивает граничную		частоту
каскада		в Q<i(l-Кб/&>) раз .

5.3.В Ы С О К О Ч А С Т О Т Н А Я К О Р Р Е К Ц И Я С П О М О Щ Ь Ю

ИН Д У К Т И В Н О С Т И В Ц Е П И Б А З Ы

Эквивалентная охема усилительного каскада для высших частот с корректирующей индуктивностью в це пи базы приведена на рис. 5.4.

Рлс. 5.4. Эквивалентная схема кас када с корректирующей индуктив ностью в цепи базы для высших частот

Коэффициент

частотных

искажений

равен

Ки_

КИ0

1 +

; Q ( 1 + / )

(/Й)Ча9

где

Q = coTKp/a3

— относительная

угловая

частота; / =

= І/(і?б + ' ' б ) т к р — п а р а м е т р

коррекции;

Кио=роЯн/(Яб +

+ Гб)

— к о э ф ф и ц и е н т

усиления

схемы по напря

жению д л я средних

частот.

П а р а м е т р

-коррекции

1Ч,

обеспечивающий

оптималь

ную _ ч а с т о т н у ю

характеристику,

равен

/ ч = аэ —1 —

—Уаэ(аэ—2).

Отсюда

находим

оптимальное

значение

корректирующей

индуктивности

Ь6ч

= / ч тк „ ( ^ б + гй) —

т кр №

+ 'б) 1а, - 1

а э ( а э

] .

Граничная

частота

усилителя

при

/ = / ч

получается

равной

/ в к =

Яэ/2ятк | 3

Таким

образом,

выигрыш

п л о щ а д и усиления при

1—1ч

по сравнению со случаем

Ы = 0 составляет

Фактически		выигрыш		возможен		( Q 4 > 1 )	лиш ь		при
а э > 2 , 4 1 ,	т. е. в случае / ч <0,414 .
И з в ы р а ж е н и я (5.4)				видно,	что	предельная		эффек
тивность	высокочастотной коррекции					с помощью		индук
тивности	в	цепи	б а з ы	составляет (Зч=<2чмакс= 1,41					при
дэ -»-оо, т. е. при			/ч-»-0.
Из - за	сравнительно			низкой	эффективности		рассмат

риваемая схема коррекции не находит широкого при менения.

5.4. ВЫСОКОЧАСТОТНАЯ К О Р Р Е К Ц И Я С П О М О Щ Ь Ю Я С - З В Е Н А В Ц Е П И Б А З Ы

Эквивалентная схема усилительного каскада с кор ректирующим звеном Rb-Сб в цепи базы д л я высших час тот приведена н а рис . 5.5.

Рис. 5.5. Эквивалентная схема кас када с корректирующим звеном RC в цепи базы для высших час тот

Коэффициент частотных

искажений

ісхемьі

равен

+ / Q sa31

Кт

l + / Q [ l + s ( a 3 1

- l + x ' ) ]

(/Q)2x'sa3 i '

где

Q = tt>TKp/a3i

— относительная угловая

частота;

5 = і?бСб/тк | 5

— п а р а м е т р

коррекции;

а э 1 = 1 + М 1 + - р 0 ) / ( Я г + ^ б

+ г б ) 0 +

* І ) ~

коэффициент

внутренней

обратной

связи

в к а с к а д е

н а

средних

час

тотах;

Kuo=$oRn/ (Rr+Re

+ re) (l + ki)a3i

— коэффициент

уси

ления каскада

по н а п р я ж е н и ю « а средних

частотах;

И / = С в + . Я г ) / ( / ? г + | / ? б +

Гб) .

П а р а м е т р коррекции

s-ч, обеспечивающий

оптималь

ную частотную

характеристику, равен

= а э 1 — 1 +

а3 г + I — к- )

/ ( 2 а

8 1

- 1 + х ' ) . ( 5 . 5 )

В ы р а ж е н ие		(5.5) с		достаточной для			практики	точ-
ностыо	аппроксимируется				следующей формулой:			s 4 « ;
« 1 / ^ / 1 — ( к ' ) 2 -		Таким		образом,		величина	оптимальной
емкости	корректирующего				звена	в цепи б а з ы получается
равной	Сбч=5ч тв р//?б-		Граничная			частота	усилителя	при
s = s4 составляет
		/вк	=	a 3 i Q 4 / 2 n T K p K ' ,
где

— эффективность схемы коррекции.

В н е к о р р е л и р о в а н н о м

каскаде

траннчиая

частота

/ в = а э /2пг к р ,

где

аэ

1 +

гэ

(1 +

р„)/(Яг

+ ''б) (1 +

Следовательно,

п .

Л.

Яг

д «

|Q,.

+ г б + г Э ( 1 + р0 )

т. е. чем

больше

сопротивление в

корректирующем

звене

RC, тем

больше

выигрыш в полосе пропускания .

Однако

при этом значительно уменьшается 'коэффициент

усиле

ния каскада по

напряжению

д л я средних

частот.

Анализ в ы р а ж е н и я

(5.6)

показывает,

что,

поскольку

5 Ч « 1/ У

1 — (и') 2 ,

максимальный

выигрыш

площади

усиления

равен

<2ч = <3чмакс=1,1-

Он

имеет

место

слу

чае ^ 6 = 0,414(Rr+гъ)

а э

~ 1 . Однако

практических

схемах желательно

иметь

^ б > 0 , 4 1 4 ( ^ г + ' ' б ) ,

так к а к

при

^ о ^ 0 , 4 1 4 ( - R r + r o )

граничная

частота

усилителя

увели

чивается

незначительно.

Р а с с м а т р и в а е м у ю

схему

можно

т а к ж е

использовать

при наличии противошумовой коррекции.

этом

слу

чае п а р а м е т р коррекции,

при

котором

частотная

харак

теристика получается

близкой

к оптимальной,

запишется

в виде [34]

S « - a * ~

1 +аэ[аэ+-

-1-І

;

/ ( 2 а э + х — 1 ) .

• 1 - к ' Г

1 - х '

где 5вх = т в х / т в р ;

Твх — постоянная

времени входной

цепи

камерного усилителя при

отключенном

транзисторе.

Бели в цепях эмиттеров схем

рис. 5.1—5.5 имеются

резисторы Ro,

обеспечивающие

внешнюю

противосвязь

в широком диапазоне частот, то

все расчетные

соотно

шения, начиная с (5.1), можно

считать

справедливыми,

если

а о э - С Р о

(достаточно иметь

а о э ^ 0 , 3 р о ) ,

при

замене

в них

гэ

•на.Яо + Гэ, т. е. ая

— на а03,

а э о о — н а

а0э«> и а э 1 —

на а0

э і,

где

- 1

(Ro + r,)

Ро) .

°Э

(R6 + гб)

кг)

„

_ i

4Ro +

r3) (1+ Р о)

" т т О О

L ~Т~

+ h)

(Лп +

/-б)

(і

аоэ1

і +

_ _

+ гэ) ([_+ Ро)_

5.5. С Л О Ж Н А Я

Э М И Т Т Е Р Н А Я

СХЕМА

К О Р Р Е К Ц И И

П р и н ц и п и а л ь н ая схема усилительного каскада со сложной эмиттерной .коррекцией приведена на рис. 5.6,


Рис. 5.6.		Усилительный	каскад		Рис. 5.7.	Эквивалентная схема			кас
со	сложной эмиттерной		схемой		када со	сложной		эмиттерной	кор
		коррекции			рекцией		для высших частот
а	его	эквивалентная		схема	д л я	высших		частот — на
рис. 5.7, где U'T=UrRolRr;				Re=-RARi\\Ri\			Кн=ДкІІЯн •

Коэффициент частотных искажений схемы

рис. 5.7 при

О О Э ^ Й Э и С ц = 0

равен

К„

1 +

/ Q ш +

mnL

K i : u

I -I- / Q (1 +

,;,„) +

(/ Q)a„, (1 +

„L

) +

{/ Q)*nmL (1

Л!П )

г де

й = м т , . р / а и а

— о т н о с и т е л ь н а я

у г л о в а я

частота; m =

= Со7?о0о а /тк р

—

п а р а м е т р

емкостной

коррекции;

= La09/RorKQ

—

п а р а м е т р

'Индуктивной

'коррекции;

тп

= Ск (/?.1 + '/?г +

''б)Я 0 а/т к р .

Приравняв

коэффициенты при Я 2 , получим па-

Кио I

ра'метр емкостной к о р р е щ и и ,

пр и .котором

получается

частотная

характеристика,

близкая

оптимальной:

- 1 + , / 1 + ( 1 + т п ) 2

Он оказывается равным параметру коррекции в прос

той эмиттерной схеме коррекции.

Приравняв в

к» ' , кроме

того, и коэффициенты при

й 4 ,

получим

соотношение

м е ж д у

п а р а м е т р а м и

коррек

ции

тч и nL,

при котором

обеспечивается оптимальная

частотная

характеристика:

п и

= 0,5/пч /[(1

+та)*—тч].

Максимальная

эффективность

сложной

эмиттерной

схемы коррекция

составляет

Q 4

макс = 1,873.

Она

имеет

место при тп—0,

когда

т ч

= 0,414

nL4=0,347.

Таким

образом, с л о ж н а я

эмиттерная

схема

коррек

ции

о б л а д а е т

большей

эффективностью,

чем

простая.

К тому ж е она облегчает

получение монотонной

частот

ной

характеристики в

многокаскадном

усилителе

благо

д а р я дополнительному

корректирующему

элементу.

Если необходимо учесть слияние паразитной

емкости

нагрузки Си, то, как и пр и «простой» эмиттерной

коррек

ции, в нервом приближении

можно полагать, что

"in = [Ск (Я„ + #о + гб) + CHR„] о 0 з / т к й .

К О Р Р Е К Ц ИЯ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ИСКАЖЕНИЙ В УСИЛИТЕЛЬНОМ КАСКАДЕ С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ

• 6.1. К О Р Р Е К Ц И Я В Ы С О К О Ч А С Т О Т Н Ы Х И С К А Ж Е Н И И С П О М О Щ Ь Ю Е М К О С Т И В Ц Е П И Н А Г Р У З К И

(ЕМКОСТНАЯ СХЕМ А К О Р Р Е К Ц И И )

Э к в и в а л е н т н ая схема каскада

с О К д л я высших

час

тот приведена н а рис. 1.7.

Коэффициент

частотных искажений

равен

ки

і ш

т т

Кио

і +

/са —

( т э р +

тэ „аэ )- +

(/ ш)«

Т т

а33

аээ

(6 . 1)

где Кг1о = Яэ{1 +$о)/(Яб

+ Гб)сію — коэффициент

передачи

напряжения

на средних частотах;

ч = =

(г Э +Дэ)(1 +

Ро)

/ 1

± З Л

Яб

гб

— коэффициент

общей

обратной

связи н а средних часто

тах, обусловленной

сопротивлениями

г э и Ro-

Т ЗР

—

) + С к ('. + «») О + Р . )

— эквивалентная

постоянная

времени

схемы;

А З

1 +

М 1 + ( Ш 1

гя

+ Ц в \

Re +

'к

— коэффициент

внутренней

обратной

связи

н а

средних

частотах

в каскаде

с ОК, обусловленной

сопротивлением

г-.ь Ra=R'3

\\Rn-

Модуль

коэффициента

частотных

искажений

пр и

штт<С1 и з

(6 . 1) получается

р а в н ы м

Кио	У 1 + 0»[(1 4- ma)*-2mtqi] + Q'ml q\

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 56 / 186 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ

#
21.10.20239.64 Mб17Пулькин, С. П. Вычислительная математика пособие для учащихся 9-10 классов по факультативному курсу.pdf
#
29.10.20235.18 Mб24Пульцин Н.М. Титан и его применение в авиации.pdf
#
22.10.202311.92 Mб4Пунагин, В. Н. Бетон и бетонные работы в условиях сухого жаркого климата.pdf
#
29.10.20235.77 Mб8Пуришев И.Б. Архитектурные памятники Горицкого монастыря в Переславле-Залесском.pdf
#
27.10.202323 Mб46Пустовойтенко И.П. Предупреждение и ликвидация аварий в бурении.pdf
#
23.10.20236.54 Mб7Пустынский И.Н. Транзисторные видеоусилители.pdf
#
29.10.20237.17 Mб7Путешествие по космосу от А до Я [ответы на вопр. читателей].pdf
#
30.10.202356.87 Mб7Путешествия за камнем академик А. Е. Ферсман Академия наук СССР. 1960- 54 Мб.pdf
#
19.10.20236.17 Mб11Пути улучшения качества сталей и сплавов..pdf
#
24.10.202311.74 Mб14Пух В.П. Прочность и разрушение стекла.pdf
#
19.10.20232.43 Mб8Пучеров, Н. Н. Покоренная радиация.pdf