книги из ГПНТБ / Пустынский И.Н. Транзисторные видеоусилители

П и и а к с

= п ( і +

^ - ) і ± 5 - .

(2.10)

Принимая ориентировочно

Л5= 100 сщ и

<Зч=1 + 9,

по

известным

величинам

П

и

го определим

максимальную

добротность:

П М Н . К С

=

П ( І

+

^ - ] ,

(2.11)

по которой

м о ж н о выбрать тип

транзистора

(ом. при­

ложение

2) .

Если

у выбранного транзистора окажется г с < 100 ОЛІ,

то следует проверить

выполнение

неравенства

П < П м н а в с / ( 1

+

^ - ) .

(2.12)

Если

условие

(2.12)

не

выполняется,

то следует

вы ­

брать ТраНЗИСТОр С боЛЬШИМ значением Пммакс

Выбрав

транзистор

и зная его п а р а м е т р ы

рЧ гэ , гб,

С к

п Тр, приступнім

непосредственно

к расчету,

порядок

ко­

торого может быть следующим.

2. В

зависимости от требуемой

стабильности

к а с к а д а

противлением

Ro= МОч-400 ом. Д л я обеспечения лучшей

стабильности схемы необходимо иметь

iRo^fg.

3. Определяем коэффициент обратной связи:

Й о э

~ 1 + (Я0 +

ra) (1 -!- р„)/(Я6

+ лб ).

4. Находим

величину

сопротивления

эквивалентной

нагрузки:

RH ~

Ku0R0.

7.

Находим

параметр

ти:

m„ =

[CK

(RH +

R6

+ r6) +

C„R№] «о э /т,< р .

8.

Вычисляем

п а р а м е т р

коррекции т ч ,

при

котором

обеспечивается

оптимальная

частотная

характеристика,

по

формуле

(2.3),

если ат~^Ьа3.

Д л я

'более точных

рас­

четов

можно воспользоваться

выражением

(2.2).

9.

Определяем

корректирующую

емкость

в

цепи

эмиттера:

С о ч

=

тч тк р /ЯоЯоэ-

(2-13)

10. Находим эффективность коррекции Q» по

форму­

ле

(2.5). На

практике ч а щ е

всего Q4=

1,2ч-1,6.

11. П о формуле

(2.4)

вычисляем

действительное

зна­

чение

граничной

частоты

/ в к .

Н а й д е н н а я

величина

fBK

должна

быть

не

менее

заданной.

Если

она

окажется

меньше вследствие

того,

что

Q 4 < l + < 7 ,

то

следует

выб­

рать транзистор с большей

величиной Ом маис-

Бел и

известны

тип

транзистора,

на

котором

должен

быть

выполнен видеоусилитель, коэффициент

усиления

по напряжению д л я средних частот Кио,

а т а к ж е

вели­

чины RQ и СИ,

а задача

сводится к

определению

величин

Ro,

R„, С 0 ч и і/в, то в этом случае расчет выполняется, к а к

изложено выше, начиная

с п. 2.

При необходимости менее строгий расчет можно вы­

полнить по следующим

формулам:

Ra

~

KuoRo,

с о ч

~ [ с л я в

+ K e ) + с н я н ] / Я 0 ,

f B K ~ £ 0 p 0 / 2 J t T K p ( f l 6

+ / - 6 ) .

Пример 1. При эквивалентном сопротивлении

источника сигнала

i?o =

0,5

ком и емкости

нагрузки

С н =

5 пф

усилительный

каскад

дол­

жен

обеспечить

усиление по

напряжению

на

средних

частотах

Ки о ^ 5

при верхней

граничной

частоте / и к ^ 1 0

Мгц.

Необходимо выбрать транзистор, позволяющий получить задан­

ную

площадь усиления

П = 50

Мгц, и определить

,/?„,

R0

и

С„,,.

Расчет

выполняем

в следующем

порядке:

I. Выбираем тип транзистора. Максимальная добротность тран­

зистора

должна

быть

не менее

величины,

полученной

по

формуле

(2.11), т. е.

300

Мгц.

По таблице приложения 2 находим, что этой

добротности

соот­

ветствует

транзистор

типа

Л416,

параметры

которого

равны

мы

коррекции,

наиболее

р а ш р о с т р а н е н н о й

из которых

является

п а р а л л е л ь н а я [25—29].

Принципиальная схема усилительного .каскада с па­

раллельной схемой коррекции приведена на

рис . 3.1, а

его

эквивалентная

схема

д л я

высших

частот — на

рис. 3.2, где 0Г

= UTZe/Zr

— н а п р я ж е н и е эквивалентного

источника

сигнала;

Z^ = ZT\[Ri<2

—

его внутреннее сопро­

тивление;

i?l,2 =

^ i l l ^ 2 .

Рис. 3.1.

Усилительный

каскад

Рис. 3.2.

Эквивалентная схема

с ОЭ с

параллельной

коррек-

каскада с ОЭ с параллельной кор-

цией

рекцней

для пысших частот

жению

схемы

рис. 3.2 при ZQ=RQ

И С В

= 0 * ) :

Ки =

Ки0

htHhH

(3.1)

где

Кио—-коэффициент

усиления

по

напряжению

на

средних частотах [как и в формуле

(2.1)]:

Й2 = ситцК /аэ —

относительная

угловая

частота;

п = Ьа3/ЯнГнк

— п а р а м е т р параллельной

схемы

коррек­

ции;

ЬІ=

(И-<7 +

/ і 6 і / а з ) / ( 1 + Л і ) ;

й 2 = п / ( 1

+ /гі);

Яп=Я'н\\ЯкжЯ«;

г™ = ЯИСК

(1 + Ро) — постоянная

времени,

характери ­

зующая

искажения,

обусловленные

коллекторно-нагру-

эочной

цепью

при

работе

каскада

от генератора

тока,

и

3.1. П А Р А М Е Т Р К О Р Р Е К Ц И И , О Б Е С П Е Ч И В А Ю Щ И Й

О П Т И М А Л Ь Н У Ю ЧАСТОТНУЮ Х А Р А К Т Е Р И С Т И К У

Модуль

коэффициента

частотных

искажений,

полу­

ченный из формулы

(3 . 1),

равен

1 +

Щ п а

(3 . 2)

Ки

1 +

Q\(b\

— 2 Ь 2 ) - | - Й 2 Ь 2

Приравня в

в

(3 . 2)

коэффициенты

при Q | ,

получим

уравнение,

из

которого

найдем

п а р а м е т р

коррекции

Пч,

обеспечивающий

оптимальную

частотную

характеристи­

ку

в

к а с к а д е :

{-

1

* i

(і

+ Я)

+

+

/ і +

( і + , ) 2

_ 2

м н ^ ) ;

1 +

*)

Имеется в виду, что (аэ—

1) С к

( Я б + ' б +

Дк)

+ -

«

*„fj +

, L O +

Po)

"г

,

+

. а э < Р о ,

Я к + ^ б + ^ о ^ Г к .

Эти

условия обычно

выпол-

" K U

«i)

няются,

Креме того, предполагается, что RK

<С/?Н , так как -в против­

ном

случае параллельная коррекция будет малоэффективна {15].

2*

35

пч

~ - 1 + f 1 + (1 -!- qf

(3.4)

и

Таким образом, -коррекция действует тем эффектив ­

нее, чем больше

коэффициент относительной

инерцион­

т. е. /,ч=0,414#птВ к/аэ

'И Q 4 = l , 7 2 ;

д л я

^ = 1

получим

Q4 = 2,41, а при q ^ \

(достаточно

иметь

q^3)

м о ж н о

считать, что n.i = q, Ьчяз

Rnx^a-,,

Q^mq.

При наличии в нагрузке емкости

С н ^ (0,3-f-0,5) С к ( 1 +

+ Ро)/аэ с достаточной

д л я практики точностью

все рас­

т„„ = К „ [ С к ( 1 + Р о ) + Сп аэ ].

(3.5)

пч = - 1 + | / ч ~ ( 1 ^ ) 2 Т ^ 7

где /іВ х = ааТвх/тіш;

Тих—-постоянная времени

входной це­

пи камерного усилителя при отключенном

транзисторе.

3.2. П А Р А М Е Т Р К О Р Р Е К Ц И И ,

О Б Е С П Е Ч И В А Ю Щ И Й

О П Т И М А Л Ь Н У Ю П Е Р Е Х О Д Н У Ю Х А Р А К Т Е Р И С Т И К У

Нормированное изображение переходной характери­

стики

схемы рис.

3.2 при ZT=Rr,

С н =0 , RK^R'U

описы­

вается

формулой

(2.6) с учетом

того, что здесь

36

g l =

Vl(\

- M l ) , ^

= ( l +g

+

n^j

JY

n{\+h),

1 f

tl

T H K

Д л я

критического

режима

(di = 2)

п а р а м е т р коррек­

ции равен .

n K p = J2 (1-і- ^ ) - ^ (1 -b 0) - 2

+

[ l + f a - ~*

где

А (ті) =

1 +

Ы > Ч Р ( 1 +

* I ) -

1') -

Пе-"1,

а выброс на переходной

характеристике

равен

б = (УЧр (1 +k{j

-

1) е-^ім,

(3.7)

где т і м = "|/"nK p(l +ki)/(\/'nKp(l+kl)—

1)

—

время, соот­

ветствующее выбросу.

В случае ki<^ \ формулы

(3.6) и (3.7)

можно заметно

упростить:

л к р »

0,25(1 - f o ) 2 ,

6 =

0 , 5 ( < 7 - 1 ) е х р [ - ( 1

]-q)/(q-l)].'

Бели п < п К р ,

т. е. di>2,

то имеет

место

апериодичес­

кий р е ж и м . Анализ выражений

(ІП.2)

и

(П.З) показы ­

вает, что выброс в случае апериодического

р е ж и м а мо­

жет быть лишь при n>q

и

q>l.

В

случае п = q

(L=<RB%p/a3)

переходная

характери ­

стика 'ИМЄЄТ в и д

h (Хг) =

1 — ехр [— ті Y

п (1 +

ki)

I

и время нарастания фронта

импульса

равно

*нк =

2,2т н к /а э (1

+ kx).

В

отсутствие коррекции

в р е м я

нарастания составляет

/

— 9 9 ЗіР — 9 9

Х ш

< * 1 +

^

с

« ~ ^

а ш

« , ( 1 + ^ )

1

Таким образом, импульсная

эффективность

схемы

при

n = q

благодаря

коррекции

увеличивается

в

( 1 + 7 )

раз.

Д л я к'олебатель'ного.-.режпма

(rfi<2,

т. е. « > » к р )

вы­

брос на переходной

характеристике

равен

n[\

+

ki

я .

arctg

+ ? +

VI-

X

ехр

V I

-

і

где

§ =

4п(1 +

/еО

1 +

9

+

«-=!•

При

/fi-C 1 іполучіш

б = \ r n

— q ехр arctg [(1

+

<?)/(!

/

F

T

где g =

4 n / ( l + 9 ) « .

Зависимости

6 = f ( / i )

при

<7=const и

/еі<СІ

совпадают

с

графиками

рис.

2.3 при

замене

параметров

т,

т„

тч

и

/72,], соответственно

на

п а р а м е т р ы a,

q,

пч

и «ф.

У'Слов'не получения

оптимальной

фазовой

характери ­

стики

при

/гі<СІ имеет

вид

Пф + З/гф(1+<?) — (1—q)3 =Q.

С

достаточной

для

практики

точностью

п а р а м е т р

/г,р

•МОЖНО О'ПреДеЛПТЬ

ПО

формуле

[26]

Л ф « ( п ч

+ По)/2,

где

«о — п а р а м е т р

(коррекции,

соответствующий

границе

по­

явления

выброса

( 6 = 0 ) ,

равный

0,25(1 +qf

при

1,

q

при

q >

1.

Время нарастания фронта импульса при параллель ­

ной схеме коррекции равно

; н к

= 2,2тн к (1+<7)/аэ <?п.

(3.8)

где Q n — импульсная эффективность.

Д л я

облегчения

расчетов

зависимость

импульсной

эффективности

схемы

от

коэффициента

относительной

инерционности при различных

выбросах

на переходной

характеристике приведена на рис. 3.3.

В

случае q^l

при 6 = 0

имеем

QB=l+q,

т. е.

£нк

2,2тцк/а8 .

нии можно считать

справедливыми,

если Яоэ'СРо

(для

практики

достаточно

иметь

а 0 э ^ 0 , 3 р о ) ,

где аоа

— коэф­

фициент

общей

(внутренней

и внешней)

обратной

связи

для средних частот. В этом

случае в

формулах

коэффи ­

циент а э

следует

заменить на

аоэ:

Расчет

рассматриваемого

к а с к а д а ,

к а к и расчет уси­

лителя

с эмиттерной коррекцией, можно производить,

исходя

из

условия

обеспечения оптимальной частотной

пли необходимой переходной

характеристики.

а)

Расчет

усилителя

частотным

методом