книги из ГПНТБ / Пустынский И.Н. Транзисторные видеоусилители

а ээн і

\

аээн I

или, поскольку обычно

0,5

(aamt/a3x'3 ) 2 < 1, в и д

h(t)tt

Азі =

^и/^-вых 3-

Д л я

периодической

последовательности

импульсов

с

длительностью tu и скважностью

0 в установившемся

ре­

жиме линейный спад плоской вершины,

обусловленный

эвеном

ЯЭС'В,

составляет

А э п ~ / ' н ( в — 1 ) / т п ы ) : э в .

Общий слад плоокой вершины одиночного

импульса,

обусловленный входной

и выходной цепями, а т а к ж е

зве­

ном RgC'3,

в первом приближении

равен

Д 2 1

= А р 1 + А э 1 + Д р 2 = / и

+ — +

—

а спад плоской вершины при периодической

последова­

тельности

импульсов со скважность ю

2 составляет

і

\

Тр!

1р2

'пых э

С достаточной д л я практики точностью

влияние цепей

CpiR'u

и RsC'3

н а искажение плоокой

вершины

импульсов

может быть учтено введением эквивалентного

значения

постоянной

времени

переходной

-цепи Тріакв,

котора я

равна

т р 1 экв = W

W

э/[Тр1Т р2 +

Т вых э ( V

+ V ) J •

( 1

• 2

0 )

П ри анализе схем низкочастотной коррекции

будем

рассматривать усилительные каскады бе з звена

R3C3

.

Это отчасти

оправдано

тем, что при усилении

импульсов

большой

длительности

цепочка

R3C'a

обычно

н е

приме ­

няется из-за сравнительно больших габаритов

конден­

сатора

C't. Д л я простоты іне будем принимать

во в ним а-

н а п р я ж е н и е э к в и в а л е н т н о г о

источника

сигнала;

—

= Z r | | / ? i , 2 —

его

іВіН'утреННее

СОПрОТИ'ВЛеНИе,

R\,2 =

R\\\Ri,

Rn*=RK\[R'a.

Высокочастотная коррекция в схеме рис.

2.1 осущест­

вляется за

счет

увеличения

тока 'базы

я р и

повышении

Рис. 2.1. Усилительны» каскад с

Рис. 2 2. Эквивалентная схема кас­

эмнттерноп коррекцией

када с эмнттернон коррекцией для

высших частот

и звеном R0C0,

удобно характеризовать общим коэффи ­

циентом

обратной

связи .

Возвратная

разность

F00

для схемы

рис. 2.2

может

быть

получена

на

основе

формулы

(1.3),

если

заменить

в ней

Z 3

на

/-з + Яо/(і

+ і (о

ад.

Коэффициент, характеризующий влияние общей об­

ратной

связи

на

параметр

передачи Z 2 i = — a Z K ,

равен

м

-

1 _ Г з

+ R°/V

+/"^°с°)

aZ,t

П р и н и м а я во'внимание,

что ч а щ е ©сего М о э ~ 1 ,

коэф­

фициент

усиления

по напряжению

схемы рис.

2.2 при

С„ = 0 и ZG='/?6

получается

равным

1

{

и ^

^ ^

= К

и

а

ШЯт

,

(2.1)

где

К«о = РоЯ„/(Я в

+ /-б )(1

+?h)ci03

— коэффициент

усиления

схемы

по

напряжению

для

средних

частот;

а

=

!

,

(Ко + гэ) (1

+

Ро) [1 +

(Re + г б -I- R„)/rK]

(Лв + /-б)(1

- І - *,)

— коэффициент

общей

(-внутренней

и

внешней)

обрат­

ной связи в

усилительном

каскаде

на

средних частотах

(за счет сопротивлении гэ

и R0);

Q =

готKplaot) — относи­

тельная

угловая

частота;

/?г = гоаоа/тк р

— п а р а м е т р

кор­

рекции;

тп = /?пС() — постоянная

времени

корректирующего звена;

т/

=

С„ (/?„

+ R6

+ гб)rK/(R„

• \- R6

-1- г б +

гк).

Так как

чаще

всего

і?н+'Лг> + ''б<С'к,

то

имеем

(^б +

г б ) ( М - ^ )

и < « С к ( Я и + # б + г б ) .

При

наличии

в нагрузке

емкости

С н ^ (0,3-=-0,5) X

X С к ( 1 + р 0 )/й 0 п

выражение д л я

коэффициента

усиления

каскада по напряжению можно записать в таком

ж е

виде, как

и при С„ = 0

(соотношение (2.1)). Эту

формулу

с приемлемой для практики точностью можно

считать

справедливой

до

частот / ^ 0 , 1 / С „ / ? „ при

условии,

что

* ; = С к ( Я и + Я в

+ г6 )

Кио\

V 1 + Q 2 ( b f

— 2 6 2 ) + Q 4 & f "

Условия оптимальной частотной характеристики по

методу Г. В. Б р а у д е

'Сводятся к

.соотношениям, которые

фициентов при одинаковых степенях Q, сколько

имеется

независимых параметров коррекции.

тг=Ь\—2Ь2,

Д л я

нашего случая

получаем

уравнение

из

которого найдем

п а р а м е т р

-коррекции,

обеспечиваю­

щий оптимальную

частотную характеристику,

- 1

+ — + ] / ( • - — ) Ч і

+ " і " — ) 2

х

-

аоз

У

\

°оэ

/

\

а о э

j

1 +

аэ/а09

а0э-±аэ

Ооэ — "э

(2.2)

Так

к а к

в реальных

схемах

ч а щ е

всего

а о э ^ 5 а э ,

т. е.

^ о ^ 4 [ / " э + (Re + re)

(1—ао)],

то

с

погрешностью,

не

пре­

вышающей

15%,

формулу

(2.2)

м о ж н о

значительно

упростить:

ж , «

-

1 + у

1 +

(1 +

mnf.

(2.3)

Если

к

тому

ж е

( 1 + т п ) 2 ^ > 1 ,

что имеет место

при

очень глубокой

противосвязи,

то

тчжта,

т.

е.

С о ч —

ы

[Ск(^+.Яа

+ г6)

+ CHRB]/<Ro.

В случае /?гп -С 1 в ы р а ж е н и е

(2.3)

запишется

в

виде

f** =

2 п т в р [ 1 + т ч ° ( а э - 1 ) / а о э ]

Q " ~ 2 д т ^ < 3 ч >

( 2 , 4 )

где

• « " " Т ґ і / ' + і / ' + ї

( 2 ' 6 )

— эффективность эмиттерной

схемы*-коррекции

(выиг­

рыш в площади усиления) .

Предельная эффективность

Q 4

макс =1,72 имеет

место

при /Лп = 0,

т. е. при /?гч =0,414.

Поскольку граничная частота

н е к о р р е л и р о в а н н о г о

усилительного

каскада

равна

/ в

— а 0 / 2 я т к р ,

то

-в

случае

т=ипч

при эмиттерной

коррекции

граничная

частота уве­

личивается в

(аоэ/аэ)

Q4

раз, т. е.

—- — Q

а°э

/в

"

аэ

частотах

при эмит­

Усиление ж е к а с к а д а

на средних

терной коррекции уменьшается в «оо/Яэ раз.

Следовательно,

при

т = тч

площадь усиления

схемы

по сравнению

со случаем

Ro=--0 действительно

увеличи­

вается

в Q 4 раз.

Если для ламповой схемы с катодной коррекцией .мак­

симальная эффективность

при

т = тч

составляет

1,1 [23],

то д л я

транзисторной

схемы

с эмиттерной

коррекцией

параллельной

схемы

коррекции в ламповых усилите­

лях [21]. При

этом, чем

больше коэффициент относитель­

или че-м меньше глубина противоовязн

(т. е. чем меньше

параметр m n ) , тем больше

получается

выигрыш

в пло­

щади усиления.

Рассматриваемую схему,

как и любую другую

схему

й"Т = 0'г/(1 + у ш т в х ) ,

где Тпх — •постоянная времени входной цепи

камерного

усилителя при отключенном транзисторе.

В этом случае в ы р а ж е н и е для параметра

коррекции,

кой к оптимальной * ) , запишется в

виде

т..

[ _ 1

+ U?n _|_

у

М +

L

1 +

tn,

а°э

2

'

[

а о э

у

\

аоъ1

•п —

+

т1

о 0 э

г "ъ 1

. . а

э

ОЭ

где т П х =

т и х О о э / т к р .

При

а 0 э ^ 5 а э

эту

формулу

можно

значительно

уп­

ростить:

т'ч

~ - 1 + у \ + (1 + mnf + m*x .

В

случае

/и„х 3> 1 + ' " п , что

довольно

часто

имеет

мес­

то, получим

С о ч — Т в х / # 0 -

2.2. П А Р А М Е Т Р

К О Р Р Е К Ц И И ,

О Б Е С П Е Ч И В А Ю Щ И Й

О П Т И М А Л Ь Н У Ю П Е Р Е Х О Д Н У Ю Х А Р А К Т Е Р И С Т И К У

Под оптимальной переходной характеристикой под­

разумевается

характеристика,

'Соответствующая

макси­

мальной

импульсной

добротности

к а с к а д а

при

выбросе

не выше

допустимого.

Нормированное

изображение

переходной

характери­

стики

схемы

рис. 2.2 равно

h (р,)

=

(1 +

& f t ) / ( l

+

dlPl

+

pf),

(2.6)

где

•

—

т

— і

f

4L

Vb2

V

а»

(здесь

аэ

=

I + тп

——-

У b2

\

аоэ

аоэ

J I

Pi

=

pV

таэхк^аоэ

(здесь

р — оператор

Л а п л а с а — Кароона) .

•Известно, что переходная характеристика, получен­

ная по изображению

(2.6),

может

соответствовать

апе­

риодическому

(при

d i > 2 ) , критическому

(если

di = 2)

•или колебательному

(в

случае

d i < 2 )

р е ж и м а м .

Д л я

критического

режима

(di = 2)

п а р а м е т р

коррек­

ции получается равным

[24]

„2

т,КР '

(2.7)

4

Если

а о э ^ 5 а э ,

что часто выполняется,

то

с

погреш­

ностью,

не

превышающей

10%,

формулу

(2.7)

можно

записать

в виде т , ф ~ 0 , 2 5 ( 1

+чпп)2,

таи<

к а к

-при этом

di= (1+тпп)/

У"тГ

При

критическом

режиме переходная

характеристика

и возможный

выброс

на ней

соответственно выражаются

формулами (П.5) и

(П.6) (ом. приложение

1). Выброс

имеет ..место лишь при

т > о э . т. с. при

т~^\.

В случае

m < / n i ; p

( d i > 2 )

обеспечивается

апериоди­

может быть монотонной (если martin)

или иметь

выброс

(в случае m > m n ) .

Если

т>\тп,

то

переходная характеристика

описы­

вается

выражением

(іГІ.4) и коэффициент импульсной

эффективности получается равным единице.

При

т>'ти

выброс определяется

по формуле

(П.З).

Д л я

колебательного режима выброс на переходной

характеристике

равен

ехр arctg

•<7i

<7i

У

а 0 .

2 а э

(2.8)

где

m аэ

а0э

4m сгэ

( l + ? i ) a

В случае

а0 э^>ап

(для

практики достаточно,

чтобы

а 0 э ^ 5 а э

) формулу (2.8)

можно

записать в виде

б =

У т — mn exp Varctg 1±«1

V I

1

• я

K i i - i

Л

1—mn

где

gi =

4m/(l

+ mn )2 .

Д л я

удобства

расчетов

зависимость

выброса

на

пере­

ходной

характеристике

от

параметров

схемы

приведена

на

рис.

2.3,

где

I — область

апериодического

режима,

I I — область

колебательного

р е ж и м а ,

пунктирная ли­

н и я — линия критического

режима . На

этом

ж е

рисунке

показаны зависимости выброса от параметра

коррекции

при

обеспечении

условия

оптимальной

частотной

(т=тч)

и оптимальной

фазовой

(т=-т.ф)

характерис ­