639_Nosov_V.I._RRL_STSI._Mnogourovnevyj_kodek_

скоростей этих потоков. Согласование скоростей этих двух цифровых потоков осуществляется в интерфейсе дополнительного

цифрового потока WS INTFC рис. 2.4. При этом скорость цифрового потока на выходе интерфейса этого потока увеличивается до 2,274 Мбит/с и биты этого цифрового потока размещаются на месте избыточных r-бит полученных в первом преобразователе скорости (биты W1 – W60 на рисунке 2.5).

Для повышения надежности организации связи с помощью дополнительного цифрового потока со скоростью 2,048 Мбит/с для него, как и для основного цифрового потока со скоростью 155,520 Мбит/с, предусмотрено резервирование, для чего используется переключатель рисунок 2.4.

Следующими служебными сигналами, передаваемыми в дополнительном заголовке радио цикла, являются пять служебных каналов DSC со скоростью 64 Кбит/с каждый. Один из них DSC-5 используется для организации связи между приемным УУРПР и передающим УУРПД частями устройства управления по участковой системы резервирования стволов рисунок 1.9.

Остальные четыре из этих пяти служебных каналов DSC-1 – DSC-4, используются для организации служебной связи в системе теленаблюдения (SS

– Supervisor System) рисунок 2.6. На нижнем уровне (LSS) системы теленаблюдения используются два канала DSC-3 и DSC-4 для сбора информации с радиорелейной аппаратуры промежуточных, оконечных и узловых станций, причем два канала служебной связи позволяют организовать дублирование собираемой информации, что повышает надежность работы системы теленаблюдения.

На рисунке 2.6 обозначены: оконечная станция MS154; узловые станции - MS119, MS125,MS131,MS135,Ms140,MS150; промежуточные станции изображены точками между узловыми и оконечной станциями. С узловых станций нижнего уровня информация о состоянии радиорелейного оборудования по каналу DSC-2 собирается на станции среднего уровня системы теленаблюдения MSS, с которых по каналу DSC-1 она собирается в ЭВМ центральной или главной станции системы теленаблюдения CSS.

Пять служебных каналов DSC-1 – DSC-5 объединяются в один цифровой канал со скоростью 320 Кбит/с, который поступает на переключатель резервирования каналов DSC рисунок 2.4. Поскольку суммарный цифровой поток со скоростью 320 Кбит/с является потоком плезиохронной цифровой иерархии, то он имеет относительную нестабильность тактовой частоты f / f0 = 10-6. Для размещения его в основном цифровом потоке синхронной цифровой иерархии с относительной нестабильностью тактовой частоты f / f0 = 10-11, необходимо осуществить согласование скоростей этих потоков. Согласование скоростей этих двух цифровых потоков осуществляется в интерфейсе цифрового потока служебных каналов DSC INTFC рис. 2.4.

31

Внутренний фрейм (527 Полный фрейм (2108 бит)

Рис. 2.5 Заполнение r бит дополнительного заголовка радио цикла (F1-F8-биты циклового синхросигнала RFCOH; D1-D12-биты каналов DSC; W1-W60-биты двух мегабитного потока; AT1-AT3 – биты канала ATPC).

33

LSS

DSC4

Рис. 2.6 Организация служебной связи в системе теленаблюдений

34

При этом скорость цифрового потока на выходе интерфейса этого потока увеличивается до 454,74 Кбит/с и биты этого цифрового потока размещаются на месте избыточных r-бит полученных в первом преобразователе скорости (биты D1 – D12 на рисунке 2.5).

Еще одним служебным каналом, организуемом в дополнительном заголовке радио цикла, является канал связи ATPC между приемником и передатчиком ствола для осуществления автоматической регулировки мощности передатчика во время появления замирания сигналов на приемной стороне из-за многолучевого распространения радиоволн.

Известно, что в радиорелейных линиях для выполнения рекомендаций МСЭ-Р по обеспечению устойчивости работы на 0,1% (2500/L) (где L – протяженность РРЛ, км) времени любого месяца года, мощность передатчика выбирается на 35 – 40 дБ больше минимально необходимой мощности, обеспечивающей требуемое качество приема. Минимально необходимая мощность передатчика РП.МИН обеспечивает на приемной стороне коэффициент

регулировки мощности передатчика в моменты замираний сигнала.

При наличии автоматической регулировки мощности передатчика в момент появления замирания сигнала на приемной стороне (занижение уровня входного сигнала на 3 дБ относительно номинального уровня), по каналу ATPC на передатчик поступает команда об увеличении выходной мощности. Увеличение выходной мощности передатчика производится с шагом 1 дБ до тех пор, пока выходная мощность не достигнет величины РП.МИН + РЗ. При этом, для выполнения рекомендаций МСЭ-Р по обеспечению устойчивости работы радиорелейной линии превышение мощности передатчика минимально необходимой мощности может составлять всего 20 – 25 дБ рисунок 2.7.

РП

РП.БЕЗ ATPC

РЗ..БЕЗ ATPC 35-40 дБ

РП.С ATPC РЗ..С ATPC 20-25 дБ

РП.МИН

t

Рис. 2.7 Выбор мощности передатчика с автоматической регулировкой мощности передатчика и без неѐ.

Использование автоматической регулировки мощности передатчика позволяет существенно на 15 – 20 дБ снизить мешающее действие данного

35

передатчика другим радиосредствам, работающим в этом же диапазоне частот. Действительно в этом случае, согласно рисунка 2.7, передатчик достигает мощности РП.С ATPC только в моменты глубоких замираний, которые наблюдаются на радиорелейной линии протяженностью 2500 км не более, чем в 0,1 % времени любого месяца. Таким образом, введение автоматической регулировки мощности передатчика позволяет существенно улучшить электромагнитную совместимость радиосредств и, следовательно, разместить на ограниченной территории большее количество радиосредств, работающих в совмещенном диапазоне частот. Применение автоматической регулировки мощности передатчика позволяет увеличить эффективность выделенного для радиорелейной связи частотного ресурса.

Как следует из рисунка 2.5 цикл дополнительного заголовка радио цикла не совпадает с циклом основного цифрового потока со скоростью 155,520 Мбит/с, следовательно, для выделения бит этого заголовка на приемной стороне необходимо сформировать цикловой синхросигнал. Цикловой синхросигнал дополнительного заголовка радио цикла имеет восьмибитовую структуру и биты этого сигнала размещаются на месте избыточных r-бит полученных в первом преобразователе скорости (биты F1 – F8 на рисунке 2.5). Генерируется цикловой синхросигнал дополнительного заголовка радио цикла в генераторе ГЦС 1 (Time Base Generator) рисунок 2.1. С помощью переключателя можно изменять структуру циклового синхросигнала, который в этом случае может служить идентификатором ствола, поскольку прием ствола с другим идентификатором становится невозможным из-за невозможности установления циклового синхронизма по дополнительному заголовку радио цикла. При этом, будут неверно выделятся биты этого заголовка, и связь в данном стволе станет невозможной.

Идентификатор ствола необходим, например, на радиорелейных линиях с двухчастотным планом дуплексных стволов для исключения возможности приема сигнала через три пролета рисунок 2.8.

Рис. 2.8 Переприем сигнала через три пролета.

На радиорелейных линиях с гладкой подстилающей поверхностью возможно образование приземных тропосферных волноводов, по которым сигнал без большого затухания может распространяться далеко за пределами прямой видимости (на сотни километров). По этой причине через три пролета на входе приемника радиорелейной станции РРС4 будут два сигнала одной и

36

той же частоты почти одинаковой интенсивности, но с разной временной задержкой.

Если на пролете между радиорелейными станциями РРС3 и РРС4 произойдет глубокое замирание сигнала, то приемник радиорелейной станции РРС4 воспримет сигнал пришедший через три пролета за полезный и приемник циклового синхросигнала зафиксирует аварийную ситуацию LOF (потеря цикла) и начнет поиск циклового синхронизма с этим цифровым сигналом. После окончания глубокого замирания на пролете между радиорелейными станциями РРС3 и РРС4 приемник радиорелейной станции РРС4 воспримет сигнал пришедший от РРС3 за полезный и приемник циклового синхросигнала снова зафиксирует аварийную ситуацию LOF (потеря цикла) и начнет новый поиск циклового синхронизма уже с этим цифровым сигналом. По этой причине появляется довольно большое время отказа ствола.

Для того чтобы исключить рассмотренную ситуацию необходимо на первом и третьем пролетах радиорелейной линии использовать разное значение идентификатора ствола рисунок 2.8, устанавливаемого с помощью переключателя идентификатора генератора циклового синхросигнала ГЦС1 рисунок 2.1.

Идентификатор ствола необходим также на радиорелейных линиях с двухчастотным планом дуплексных стволов для исключения возможности приема сигнала с другого направления при наличии на узловых или оконечных станциях большого количества направлений. В этом случае на разных направлениях приходится использовать одинаковые частоты и при замирании сигнала на пролете возможен переход приемника циклового синхросигнала на цифровой сигнал одного из соседних направлений. Чтобы этого не происходило направления, использующие одинаковые частоты должны использовать разные идентификаторы ствола.

2.2 Скремблирование цифровых потоков

После заполнения избыточных бит служебными сигналами дополнительного заголовка радио цикла в RFCOH MUX, восемь цифровых потоков со скоростью 19,97 Мбит/с каждый поступают на скремблер (рисунок 2.1). Поскольку в цифровых потоках используется двоичный код NRZ, в них возможно появление длинных последовательностей нулей и единиц. Известно, что при наличии в канале тональной частоты пауз, которые составляют от 70 до 75 % времени работы канала, на выходе аналогово-цифрового преобразователя появляются восьмиразрядные кодовые комбинации нулей. Наличие длинных серий нулей и единиц приводит к тому, что в таком цифровом сигнале отсутствует информация о тактовой частоте и, следовательно, ухудшается точность выделения тактовой частоты в регенераторе и возрастает коэффициент ошибок на его выходе.

Кроме того, наличие длинных серий нулей и единиц в цифровом сигнале, которым модулируется несущая частота передатчика, приводит к тому, что во время прохождения длинных серий нулей и единиц вся мощность передатчика

37

сосредоточена на несущей частоте (нет модулирующего сигнала). Такая ситуация приводит к тому, что данный передатчик в эти моменты времени создает недопустимую помеху другим радиосредствам, работающим в совмещенных и соседних каналах с данным радиосредством. Недопустимой такая помеха будет потому, что частотно-пространственное размещение радиосредств обычно осуществляется с учетом модулированного сигнала. Таким образом, наличие длинных серий нулей и единиц в цифровом модулирующем сигнале приводит к существенному ухудшению электромагнитной совместимости радиосредств и как следствие, к снижению эффективности использования радио спектра.

Чтобы устранить негативное влияние наличие длинных серий нулей и единиц в цифровом сигнале на качество выделения тактовой частоты в регенераторе и на электромагнитную совместимость радиосредств необходимо разрушить эти длинные серии нулей и единиц. Одним из способов разрушения длинных серий нулей и единиц в цифровом двоичном сигнале является введение в него псевдослучайной последовательности ПСП. Введение псевдослучайной последовательности производится в скремблере, где входной двоичный цифровой сигнал перемешивается с псевдослучайной последовательностью в сумматоре по модулю два рисунок 2.9.

На вход скремблера поступает двоичный цифровой поток x(t) в коде NRZ с длинными сериями нулей и единиц. В сумматоре по модулю два с этим потоком складывается псевдослучайный двоичный цифровой сигнал z(t). На выходе сумматора по модулю два получается скремблированный цифровой двоичный поток

Из (2.1) следует, что временные характеристики выходного двоичного цифрового потока определяются как временными характеристиками входного цифрового потока так и временными характеристиками псевдослучайного цифрового потока.

Псевдослучайный цифровой поток получается в генераторе ПСП рисунок 2.9 б, который представляет из себя регистр сдвига с обратными связями. В данном случае рассматривается трехразрядный регистр сдвига с обратными связями с законом обработки

Тактовая частота обеспечивает продвижение двоичных сигналов по регистру сдвига, а импульс установки обеспечивает установку в начале работы всех триггеров регистра сдвига в одинаковое состояние, в данном случае единичное. Процесс работы регистра сдвига приведен в таблице 2.1.

38

+

FT

уст

б

Рисунок 2.9 Структурные схемы скремблера а и генератора ПСП б.

Из таблицы следует, что период псевдослучайной последовательности для данного генератора равен семи тактовым интервалам, а также то, что в каждой из четырех рассматриваемых точек регистра сдвига за период псевдослучайной последовательности в цифровом двоичном сигнале появляются три нуля и четыре единицы, т.е. примерно одинаковое количество

39

тех и других. По этой причине выходной цифровой двоичный сигнал скремблера Y(t) (2.1) не будет содержать длинных серий нулей и единиц.

В общем случае при n-разрядном регистре сдвига период псевдослучайной последовательности

где Т – длительность тактового интервала.

Устранение длинных серий нулей и единиц в цифровом потоке позволяет улучшить электромагнитную обстановку, что можно объяснить следующим образом.

В аппаратуре радиорелейных линий синхронной цифровой иерархии используется цифровой сигнал в коде NRZ, длительность импульса в котором равна тактовому интервалу И = Т. Спектральная плотность мощности такого одиночного импульса определяется с помощью преобразования Фурье

где Т – длительность импульса (тактового интервала).

Спектральная плотность (2.4) обращается в нуль при (π∙F∙T) = к π (к=1,2;….), или на частотах F = к / Т. Для цифрового сигнала FT = 1/T получила название тактовой частоты.

Нормированная спектральная плотность мощности такого одиночного импульса рисунок 2.10 определяется выражением

где G(0) – спектральная плотность мощности на нулевой частоте. Отметим, что для одиночного импульса спектр сплошной и в пределах до

первого нуля на частоте FТ =1/Т в нем содержится 90 % энергии сигнала. Значительная доля энергии в пределах этой полосы указывает на то, что полоса сигнала может быть ограничена значением 1/Т.

Если рассматривать не одиночный импульс, а последовательность импульсов, т.е. двоичный цифровой поток, то спектральная плотность мощности такого потока становится дискретной. Огибающая дискретных составляющих спектральной плотности мощности будет иметь ту же форму, что и для одиночного импульса рисунок 2.10.

Если цифровой поток имеет период повторения ТЦП , т.е. он не повторяется (такой цифровой поток получил название случайного цифрового потока), то FДС расстояние между соседними дискретными составляющими спектра такого потока

40