Тема 8. Аналогова мікросхемотехніка

Загальні відомості

Під аналоговим сигналом розуміють безперервно змінну в часі електричну величину, звичайно напруга u(t) або струм i(t), значення якої в кожен момент часу інформативні і лежать в деякому допустимому інтервалі. Відповідно, пристрої, призначені для формування і перетворення аналогових сигналів, називають аналоговими.

Аналогові мікроелектронні пристрої – мікросхеми (МС|) можна розділити на 2 групи.

До першої групи входять МС| універсального призначення: матриці узгоджених резисторів, діодів, транзисторів, а також інтегральні операційні підсилювачі (ОП|) – одне з головних досягнень аналогової схемотехніки.

У другу групу – спеціалізовані аналогові МС|, кожна з яких виконує деяку певну функцію, наприклад перемножування аналогових сигналів, фільтрацію| і т.п.

Враховуючи, що більшість аналогових мікроелектронних пристроїв побудована на базі ОП|, обмежимося їх короткою характеристикою, розглянемо основні рішення схемотехніки із застосуванням ОП|.

Операційні підсилювачі.

Операційним підсилювачем (ОП) називається диференціальний підсилювач електричних сигналів, у якого вихідна напруга пропорційна різниці вхідних напруг і (рис.8.1):

Рис.8.1.

,

де k – коефіцієнт посилення ОП по напрузі.

На електричній схемі ОП зображають у вигляді прямокутника

Вхід ОП, на який подається напруга U_х1, називається інвертуючим, а інший вхід, відповідно – неінвертуючим. Вихід ОП позначається U_у . Живлення ОП здійснюється від двополярного джерела живлення постійного струму, відповідно +U_ж та – U_ж . Струми, що протікають по вхідних ланцюгах ОП, визначаються вхідним опором ОП.

ОП є багатокаскадним підсилювачем постійного струму, що задовольняє таким умовам:

• коефіцієнт посилення по напрузі ОП прямує до нескінченності і в реальних схемах складає ;

• вхідний опір прагне до нескінченності ;

• вихідний опір прагне до нуля (Rвых > 0), але в реальних схемах його типове значення для більшості схем ОП приймається рівним 2 кОм;

• якщо диференційна вхідна напруга ΔU = U_x2–U_x1 дорівнює нулю, то вихідна напруга прагне також до нуля .

Спрощена структурна схема ОП наведена на рис.8.2.

Рис.8.2.

ДК – вхідний дііфереційний каскад;

ПК – підсилювальний каскад;

ВК вихідний каскад.

Вхідний каскад виконується на базі диференційного підсилювача з однофазним виходом. Спрощена схема такого каскаду, що виконана на 2 комплементарних парах взаємно согласованих транзисторів наведена на рис.8.3.

Рис.8.3. Вхідний каскад на базі диференційного підсилювача з однофазним виходом.

Транзистори VT1 та VT2 першої пари включени за діференційною схемою, а другої – VT3 та VT4 утворюють простий відбивач струму. Тому що транзистори VT3 та VT4 взаємосогласовані, то U_бе3 = U_бе4, а також I_к3 = I_к4. При цьому вихідний струм дорівнює

I_вих = I_к4 – I_к2 = I_к1 – I_к2.

Підсилювальний каскад здійснює основне підсилювання ОП, тому він виконується на базі підсилювача, у якому здійснюється інтегрування аналогового сигналу. У ідеальному випадку на вході інтегратора формується приріст вихідного сигналу, пропорційний інтегралу вхідного сигналу

,

де Т – постійна часу.

Функцію інтеграції звичайно виконують за допомогою конденсатора С, оскільки приріст uc на ньому і струм Ic зв'язані співвідношенням:

Щоб побудувати інтегратор, необхідно вирішити два завдання схемотехніки: сформувати вихідний сигнал, пропорційний (або рівний) напрузі на конденсаторі і струм через конденсатор, пропорційний вхідному сигналу.

Найбільш поширені інтегратори Міллера, в яких конденсатор включається між входом і виходом інвертуючого підсилювача, реалізовуючи ємнісний зворотний негативний зв'язок.

Схема інтегрального підсилювача наведена на рис.8.4.

Рис.8.4.

В даній схемі транзистор VT1 включений за схемою з загальним колектором, а VT2 – з загальним емітером, що забезпечує великий вхідний опір та підвищений коефіцієнт підсилювання. При цьому якщо струм заряду конденсатора є незмінний, за допомогою джерела струму (Jo), то вихідна напруга буде змінюватися за лінійному закону – це дає назву лінійна інтегральна схема. Для покращення частотної характеристики у схемі передбачено опір R_пор.

Вихідний каскад повинен забезпечувати високу здатність навантаження. Тому для зниження потужності тієї, що виділяється ВК| його виконують по двотактній| схемі (рис.8.5).

Рис.8.5.

Недолік схеми – великі нелінійні спотворення в режимі малого сигналу.

Для зменшення нелінійних спотворень використовують підсилювальний режим класу АВ| (рис.8.6).

Рис.8.6. Схема вихідного каскаду ОП.

Для цього транзистори прочиняють, застосовуючи діодний зсув (VD1,VD2). Для захисту транзисторів VT1(VT2) від перевищення струму включені резистори R1,R2 і транзистори VT3, VT4 . У нормальному режимі транзистори VT3(VT4). закриті При перевищенні струму через VT1(VT2) відкриваються відповідно VT3(VT4). і зменшують струм бази. При цьому U_R1(U_R2) не перевищує Uбе транзистора, що захищається, і вихідний струм обмежується величиной| Iвих = Uбе / R_1(2).

Розрізняють статичні і динамічні експлуатаційні параметри ОП.

Статичні параметри ОП несуть інформацію про характеристики і похибки ОП, які визначаються при повільній зміні сигналу. Основні статичні параметри ОП такі.

Коефіцієнт підсилення напруги Ku характеризує здатність ОП усилювати диференціальний сигнал, що подається на його входи:

Вхідна напруга зсуву Uзс_, обумовлена, в основному, неідентичністю транзисторів вхідного каскаду ОП. Наявність цієї напруги приводить до порушення умови _. Чисельно U_зс дорівнює значенню напруги, яку необхідну подати на вхід ОП, щоб вихідна напруга дорівнювала нулеві. Типове значення U_зс складає одиниці або десятки мілівольт, а для прецизійних ОП (наприклад К140УД17, К140УД25) – не більше декількох десятків мікровольт.

Вхідний струм (Iвх) - струм, який протікає у вхідному ланцюзі ОП для забезпечення необхідного режиму його роботи. Типове значення Iвх приймає значення від декількох десятків наноампер до декількох мікроампер.

Різниця вхідних струмів ΔI_вх =/ I_вх1-I_вх2/ - струм зсуву, обумовлений неоднозачністю величин коефіцієнтів посилення транзисторів вхідних каскадів ОП. Типові значення - від десятків мікроампер до одиниць наноампер.

Коефіцієнт п ослаблення синфазного сигналу, визначається як відношення напруги синфазного сигналу, поданого на обидва входи ОП, до диференціальної вхідної напруги, яка забезпечує на виході такий же сигнал, що і у разі синфазної напруги:

До основних динамічних параметрів, що характеризують швидкодію ОП, відносяться наступні параметри:

Частота одиничного підсилення f_max - значення частоти, на якій модуль коефіцієнта підсилення ОП рівний одиниці. Типове значення f_max лежить в діапазоні 10⁵- 10⁶ Гц,

Швидкість зміни вихідної напруги - максимально можлива швидкість зміни вихідної напруги в разі подачі на вхід ОП імпульсу прямокутної форми. Для найпоширеніших типів ОП значення знаходиться в діапазоні 0.1 – 10 В/мкс.

Експлуатаційні параметри ОП визначають допустимі режими роботи його вхідних і вихідних ланцюгів, а також вимоги до напруги живлення.

У переважній більшості випадків ОП працює в сукупності з електричними ланцюгами, що пов'язують його вихід з інвертуючим входом і утворюючими таким чином негативний зворотний зв'язок.

Повторювач напруги.

.

Якщо замкнути вихід зі входом, як показано на рис.8.7., то при цьому Зворотний зв'язок негативний, тому при збільшенні U_вих зменшується Таким чином

Рис.8.7

Неінвертуючий підсилювач (рис. 8.8.). Значення резистора ланцюга зворотного зв'язку в цій схемі вибирається набагато менше вхідного опору ОП. Тому при розгляді роботи цієї схеми ми маємо право нехтувати вхідними струмами ОП.

Рис.8.8.

Напруга на інвертуючому вході таким чином пов'язана з вихідною напругою і вхідною напругою U _вих

,

далі можна одержати:

.

Виходячи з того, що вхідний струм ОП практично дорівнює 0, а також завдяки великому коефіцієнту підсилювання ( ) можна рахувати, що ,

звідки

Якщо знехтувати величиною 1/K , то можна одержати рівняння, що пов'язує вхідну напругу з вихідною :

,

де - коефіцієнт підсилення неінвертуючого підсилювача.

З даної формули видно важливу першу властивість, притаманну всім схемам на ОП, охопленому негативним зворотним зв'язком: робота схеми визначається тільки параметрами ланцюга зворотного зв'язку і не залежить від параметрів ОП.

Другу властивість схем з негативним зворотним зв’язком можна знайти, підставивши значення U_вих у вираз для визначення U_вх

, тобто

напруги на обох входах ОП рівні.

Використовуючи ці дві властивості, розберемо роботу інвертуючого підсилювача (рис.8.9).

Рис.8.9.

З другої властивості схем із зворотнім зв’язком витікає, що напруга на інвертуючому вході рівна нулю, а це значить, що U_вх і завжди мають протилежну полярність. Це можна записати , якщо знехтувати значенням вхідного струму ОП. При цьому тому по першому закону Кирхгофа (рис.8.2) одержуємо: , звідки

.

З даного виразу витікає рівняння інвертуючого підсилювача:

,

в якому - коефіцієнт підсилення інвертуючого підсилювача.

Графічно зв'язок між вхідною і вихідною напругою електронних вузлів описується передавальною характеристикою. На рис.8.10. представлені передавальні характеристики інвертуючого (ІП) і неінвертуючого (НП) підсилювачів, для випадків, коли .

Рис.8.10.

Максимум модуля значення вихідної напруги ОП визначається величиною напруги живлення. Це значення вихідної напруги називається напругою насичення. Слід сказати, що вказані вище дві властивості охопленого від’ємним зворотним зв’язком ОП існують лише тоді, коли модуль вихідної напруги ОП менший за модуль напруги насичення.

Підсилювач з диференційним входом. Принципова схема підсилювача наведена на рис. 8.11.

Рис.8.11.

Дана схема є комбінацією двох попередніх схем підсилювання. Якщо нехтувати опором ОП, знаходимо:

Вважаючи, що ОП відноситься до лінійних схем, то за методом вузлових потенціалів знаходимо:

В стаціонарному режимі , звідки знаходимо:

=

,

де ;

Якщо R₁ = R₂, та R₃ = R₄ , то k₁ = 1; k₂ = 1.

При цьому одержуємо

Якщо R₁ = R₃, та R₂ = R₄ , то k₂ = k₁

При цьому одержуємо

ІНВЕРТУЮЧИЙ СУМАТОР призначений для формування напруги, рівної посиленій алгебраїчній сумі декількох вхідних сигналів, тобто виконує математичну операцію підсумовування декількох сигналів. При цьому вихідний сигнал додатково інвертується, звідси і назва — що інвертує суматор. Як приклад на рис. 8.12 приведена схема пристрою, що виконує дану операцію для трьох вхідних напруг.

Рис.8.12.

Якщо рахувати ОП| ідеальним, можна сказати, що . Проте згідно приведеній схемі отже, і . В цьому випадку для інвертуючого входу згідно першому закону Кирхгофа можна записати:

,

або

,

звідки можна одержати вираз для вихідної напруги

,

тобто сигнал на виході дорівнює інверсії від алгебраїчної суми вхідних сигналів, узятих з своїми масштабними коефіцієнтами.

Неінвертуючий суматор, схема якого наведена на рис.8.13., дозволяє підсилювати алгебраїчну суму вхідних сигналів, що подаються на неінвертуючим вхід.

Величина напруги на виході неінвертуючого підсилювача, у даному випадку визначається виразом:

, де

Рис.13

Для спрощення виразу в схему додається резистор R_п , що підключається до неінвертуючого входу, як показано на рис 14, величина якого повинна дорівнювати опору кола зворотного зв’язку: R_п = R_зз , а величина опору, що підключається до інвертуючого входу R₀ , повинна дорівнювати опору паралельно включених резисторів R₁, R₂, R₃, тобто:

Рис. 8.14.

При цьому вихідна напруга підсилювача визначається виразом:

Приклад.8.1. Визначити величину напруги на виході неінвертуючого підсилювача (рис.8.8.), якщо:

U_вх = 2 В; R₁ = R₃=10 кОм; R₂ = 40 кОм.

Відповідно до визначення знаходимо:

Приклад.8.2. Розрахувати параметри ОП для реалізації функції:

де згідно рис.8.8. , звідки

Нехай R₁ = R₃=10 кОм , тоді одержуємо:

Приклад 8.3. Визначити величину напруги на виході інвертуючого підсилювача (рис.8.9.), якщо:

U_вх = 2 В; R₁ = R₃=10 кОм; R₂ = 40 кОм.

Відповідно до визначення знаходимо:

Приклад 8.4. Розрахувати параметри ОП для реалізації функції:

де згідно рис.8.11.

Величина вихідної напруги за даною схемою визначається виразом:

,

де

Припустимо, що R₁ = 20 кОм тоді з виразу знаходимо:

Нехай R₂ = R₄ тоді з виразу одержуємо:

звідки

Приклад 8.5. Визначити величину напруги на виході сумуючого інвертуючого підсилювача, якщо:

U_вх1 = -0,5 В; U_вх2 = 2 В; R₁ = 10 кОм; R₂ = 20 кОм;

R_зз = R_п = 100 кОм.

Приклад 8.6. Визначити величину напруги на виході сумуючого неінвертуючого підсилювача, якщо:

U_вх1 = -0,5 В; U_вх2 = 2 В; R₁ = 10 кОм; R₂ = 20 кОм;

R_зз = R_п = 100 кОм.

Визначимо величину опору R₀

звідки

При цьому

Компаратори

Компаратором називається пристрій для порівняння двох напруг. Простий компаратор - це операційний підсилювач, до входів якого підключаються напруги, що порівнюються.. Схема (а) і передавальні характеристики (б, в) такого компаратора показані на рис. 8.14.

а) б) в) Рис.8.14.

У таких компараторів є два недоліки: залежність часу перемикання від швидкості зміни вхідного сигналу і «брязкіт» вхідної напруги при немонотонному вхідному сигналі. Брязкіт ілюструється рис. 8.15.

Рис.8.15.

Від цих недоліків вільні регенераторні компаратори, які мають назву «Тригер Шмітта» (рис.8.16., рис.8.17). Їх особливості полягають у наявності позитивного зворотного зв'язку і гістерезису передавальної характеристики.

Значення вхідних напруг, які викликають зміну полярності (перемикання) на виході тригера, називаються пороговими напругами (U _П ). Для схеми, представленої на рис 8.6, а порогова напруга, при якій відбувається перемикання тригера Шмітта, визначається виразом:

.

а ) б)

Рис.8.16.

Для схеми, представленої на рис. 8.7,б значення порогової напруги знаходиться з виразу:

.

а) б) Рис.8.17.

Унаслідок дії позитивного зворотного зв'язку час перемикання тригера Шмітта визначається власної інерційністю ОП. Гістерезис передавальної характеристики приводить до значного зниження небезпеки «брязкоту».

Інтегратори.

Інтегрування електричних сигналів здійснюється електронними вузлами, в яких негативний зворотний зв'язок вводиться за допомогою електричних кіл з ємностями. Такі вузли називаються інтеграторами. Схеми простих інтеграторів показані на рис. 8.18 і 8.20. Інтегратор (рис. 8.18) називається інвертуючим, а на (рис. 8.20) неінвертуючим.

В івертуючому інтеграторі так само як і в інвертуючому підсилювачі наявність негативного зворотного зв'язку призводить до того, що на обох входах ОП однакова напруга, а вхідна і вихідна напруга мають завжди протилежні полярності.

Рис.8.18.

Значення струму, що протікає через конденсатор, визначається виразом:

.

Слід нагадати, що вхідний струм ОП завжди значно менший струму,

який тече колом зворотного зв’язку. Через це струм конденсатора дорівнює струму, що протікає через опір R, тому:

.

З цієї формули можна одержати рівняння, яке з’єднує вхідну Ux і вихідну Uy напруги інтегратора:

.

Як відомо, геометрично інтеграл можна інтерпретувати як площу фігури, утвореної графіком підінтегральної функції і віссю абсцис. Ця площа називається вольт-секундною, якщо підінтегральна функція є залежністю напруги від часу. Отже, вихідна напруга інтегратора пропорційна вольт- секундній площі вхідної напруги.

Якщо вхідна напруга є постійною величиною, то вихідна напруга визначається як:

або

Виходячи з цього, можна легко одержати графік перехідної характеристики інтегратора (рис.8.19.), тобто залежності його вихідної напруги від часу у випадку, якщо вхідна напруга є одиничним стрибком нескінченної тривалості

Рис.8.19.

Швидкість зміни вихідної напруги пропорційна амплітуді напруги Ux і обернено пропорційна до добутку RC:

Вихідна напруга інтегратора незмінна, тільки якщо вхідна напруга дорівнює нулеві. Ця властивість інтеграторів широко використовується в електронних системах автоматичного регулювання.

Роботу неінвертуючого інтегратора (рис. 8.20 ) розглянемо враховуючи, що ОП охоплений негативним зворотним зв’язком, а тому на обох входах ОП напруга дорівнює U_X.

Рис.8.20.

Струм через конденсатор матиме таку залежність від вхідної та вихідної напруги:

I_C = C .

Оскільки по резистору R та конденсатору С протікає один і той же струм (вхідним струмом ОП нехтуємо )

U_X = I_C ∙ R.

З цього витікає такий вираз:

U_X = RC - RC

і тому U_У = + U_X

Вихідна напруга неінвертуючого інтегратора пропорційна сумі вхідної напруги та інтеграла від неї.

Якщо вхідна напруга Ux є постійною величиною, то вихідна напруга Uy визначається як:

або

Звідки одержуємо графік перехідної характеристики неінвертуючого інтегратора (рис.8.21):

Рис.8.21.

В разі потреби повернути вихідну напругу інтегратора Uy до нульового значення необхідно розрядити конденсатор С. Для цього в інтеграторах передбачають включені паралельно конденсатору електронні ключі, відкриваючи які можна достатньо швидко розрядити конденсатор. Якщо операція обнуління Uy виконується не дуже часто, замість електронного ключа можна використовувати контактний пристрій.

Мультивібраторы.

Мультивібратор (від латинських слів multira — багато і vibro — коливаю) – генератор, релаксації імпульсів майже прямокутної форми, виконаний у вигляді підсилювального пристрою з ланцюгом позитивного зворотного зв'язку (ПОС). Розрізняють два види мультивібраторів автоколивальні (не володіють станом стійкої рівноваги) і чекаючі (володіють одним станом стійкої рівноваги і тому часто називаються одновибраторы).

Принцип функціонування мультивібраторів розглянемо на прикладі схеми з колекторно-базовими зв'язками. Схема автоколивального мультивібратора даного типа приведена на рис. 8.22.

Рис.8.22. Схема симетричного мультивібратора

Дана схема фактично повторює схему симетричного тригера. Відмінність полягає лише в тому, що зв'язки між схемами комутації, як пряма, так і зворотна, виконані не по постійному, а по змінному струму. Це якісно міняє властивості пристрою, оскільки на відміну від симетричного тригера у схеми немає стійких станів рівноваги, в яких вона знаходиться скільки завгодно тривалий час. Натомість існують два стани квазістійкої рівноваги, в кожному з яких схема може знаходитися строго фіксований час. Цей час залежить від перехідних процесів, що протікають в схемі. Тому в стані квазістійкої рівноваги струми і напруги елементів схеми в загальному випадку не залишаються постійними. Робота пристрою зводиться до постійної сміху цих станів, що супроводжується формуванням на виході напруги, близької формою до прямокутної напруги.

Роботу мультивібратора розглянемо з використанням часових діаграм, приведених на рис.8.23.

Припустимо, що у момент tо відбувається чергове перемикання мультивібратора, і транзистор VT1 потрапляє в режим насичення, а VT2— у режим відсічення. З цієї миті в схемі починають протікати два самостійні процеси, пов'язані з перезарядом ємностей С1 і С2.

До моменту tо, конденсатор С2 повністю розряджений і після насичення транзистора VT1 починається заряд цього конденсатора через резистор R_K2.

Оскільки конденсатор С2 через емітерний перехід насиченого транзистора VTI шунтує коллекторно-емітерні виведення транзистора VT2, то процес його заряду визначає швидкість зміни колекторної напруги транзистора VT2. Вважаючи, що процес заряду закінчується в момент U_с2=0,9 Un для тривалості фронту колекторної напруги транзистора справедливо вираз

Рис.8.23. Часові діаграми, що пояснюють роботу мультивібратора.

Другий процес в схемі пов'язаний з розрядом раніше зарядженого майже до напруги живлення Un конденсатора С1. Цей розряд відбувається через насичений транзистор VT1, джерело живлення Un і резистор R_б2. Оскільки VТ1 насичений, то U_бе2 = U_c1 і VT2 надійно замкнутий.

Процес розряду конденсатора С1 закінчується в мить, коли U_c1 = 0 і тривалість розряду конденсатора, а тим самим і тривалість імпульсу визначається выраженим:

Аналогічно одержуємо:

З даного виразу визначаємо тривалість періоду і, відповідно, частота повторення імпульсів на виході мультивібратора.

.

У симетричній схемі: тому одержуємо:

Частота вихідної напруги симетричного автоколивального мультивібратора не залежить від напруги живлення і повністю визначається параметрами його елементів.

Чекаючий мультивібратор.

Для перекладу розглянутої схеми в режим чекаючого мультивібратора необхідно, щоб один з його квазістійких станів рівноваги став стійким. Цього можна добитися, якщо, наприклад, хоч би один зв'язок між схемами комутації по змінному струму замінити зв'язком по постійному струму. Схема такого пристрою приведена на мал. 12.2, а..

Стійким є стан, при якому транзистор VT1 насичений струмом, що протікає через резистор R_б1. При цьому конденсатор С2 заряджений практично до напруги живлення, а конденсатор С1 розряджений. Транзистор VT2 замкнутий, що забезпечується подачею на його емітерний перехід через резистор Rсм напруги зсуву (—Uсм). Очевидно, що цей стан может.сохраняться скільки завгодно довго, оскільки при цьому струми і напруги всіх елементів схеми незмінні в часі.

Запуск чекаючого мультивібратора здійснюється подачею на емітерний перехід транзистора VT2 через резистор Rвх імпульсу позитивної полярності. Параметри цього імпульсу (амплітуда і тривалість) вибираються з умови короткочасного прочинення транзистора VT2. Новий стан схеми є квазістійким, оскільки воно підтримується лише до тих пір, поки на базі транзистора VT1 присутня замикаюча напруга, тобто поки не розрядиться конденсатор С2.

Р

Рис.8.24. Схема чекаючого мультивібратора (а) і часові діаграми, що пояснюють його роботу { б)

В результаті єтого визначається тривалість вихідного імпульсу:

Швидкість зміни напруги при замиканні VT1 визначається процесом заряду конденсатора З. Тому тривалість фронту:

Для повернення схеми в початковий стан необхідно якийсь час, зване часом відновлення t_BOC. Цей час визначається процесом заряду конденсатора С2 до напруги живлення і визначається виразом:

Якщо наступний запускаючий імпульс з'явиться на вході схеми раніше, ніж закінчиться інтервал відновлення, на виході мультивібратора буде сформований імпульс тривалістю, меншою ніж tH, визначеної відповідно до виразу, показаного вище.

Проведений аналіз показує, що в чекаючому мультивібраторі конденсатор С2, як і в автогенераторній схемі, виконує роль времязадающего конденсатора, що визначає тривалість вихідного імпульсу всього пристрою. Конденсатор С1 є таким, що форсує. Він, як і конденсатори в трігері, лише прискорює процес перемикання транзисторів схеми і, тому може бути відсутнім.

Мультивібратори на базі ОП.

Генератори коливань прямокутної форми - мультивібратори - будують, охоплюючи операційний підсилювач колами позитивного і негативного зворотних зв'язків. При цьому коло позитивного зворотного зв'язку забезпечує лавиноподібний перехід пристрою з одного стану в інший, а коло негативного зворотного зв'язку визначає час перебування пристрою в кожному із станів. У даній главі досліджується мультивібратор, схема якого зображена на рис.8.25.

Рис.8.25.

Цей мультивібратор можна розглядати як тригер Шмітта, вихідна напруга якого використовується для заряду конденсатора і при цьому напруга на конденсаторі є для тригера Шмітта вхідною. Елементи C1 і R2 утворюють коло негативного зворотного зв'язку, а елементи R1 і R3 – позитивного зворотного зв'язку.

Всякий раз, коли напруга на конденсаторі стає по модулю більшою за напругу на неінвертуючому вході ОП, в тригері відбувається зміна полярності вихідної напруги.

Часові діаграми роботи мультивібратора показані на рис.8.26. Тут суцільною лінією показана вихідна напруга (u_вих), штриховою лінією - напруга на конденсаторі (u_c), а пунктирної - напруга на неінвертуючому вході ОП (u₂).

Рис.8.26.

Вихідний сигнал мультивібратора є серією прямокутних імпульсів. У прямокутному імпульсі прийнято розрізняти такі ділянки (рис. 8.27): фронт (АВ), вершину (ВС), зріз (СД), основу (АД). Основними параметрами вихідного сигналу мультивібратора є: амплітуда U_m, тривалість фронту t_ф, тривалість зрізу t_зр, період Т і зворотна йому величина – частота f, тривалість імпульсу t₁, тривалість паузи t₂, шпаруватість Q.

Рис.8.27.

Шпаруватістю Q називається відношення періоду T до тривалості імпульсу t₁:

.

Інтервали часу t₁ і t₂ залежать від позитивного U+ і негативного

значень напруги насичення операційного підсилювача, від добутку R2 і C1, а також від коефіцієнта позитивного зворотного зв'язку

Якщо модулі позитивного і негативного значень напруги насичення рівні: /U- /=/U+,/ то t₁=t₂, а період коливань