Билет №28

Б И Л Е Т № 28

1. Методы эквивалентных величин при выборе двигателей.

2. Системы управления электроприводом с прямой ориентацией по вектору потокосцепления ротора.

3. Необходимость применения узла компаундирования в схеме регулирования скорости на станах холодной прокатки.

1 Методы эквивалентных величин при выборе двигателей.

Методы эквивалентных величин являются лишь проверочными методами, они не дают возможность выбрать двигатель по нагрузочной диаграмме т.к. для них необходимо знать параметры двигателя.

Метод (эквивалентных средних потерь):

Для определения среднего значения повышения температуры двигателя при переменной нагрузке необходимо знать средние потери за цикл.

Температура в конце рабочего цикла , где .

Критерием правильного выбора двигателя является условие , где отсюда критерий , где .

Таким образом, двигатель работает, не перегреваясь выше допустимой температуры, если средняя величина потерь мощности за рабочий цикл равна или не превышает потери мощности, выделяющиеся в двигателе при работе его с номинальной нагрузкой, т.е. w=wн и он развивает номинальную мощность.

При увеличении температуры охлаждающей среды необходимо снижать потери мощности в двигателе, а значит, и нагрузку на его валу.

Метод эквивалентных тока(1), момента(2) и мощности(3):

1 Условие правильного выбора двигателя по нагреву ; в левой части стоит среднеквадратичный ток, эквивалентный действительному изменяющемуся во времени току по условиям нагрева, в связи с чем эту величину принято называть эквивалентным током: ; Критерий: .

Недостатки: можно лишь проверить выбранный двигатель. Сопротивления главных цепей двигателей должны оставаться постоянными в процессе работы. Метод не учитывает возможные изменения той части потерь, которая была принята постоянной, не зависящей от нагрузки.

Преимущество (по сравнению с методом средних потерь): при известных значениях нагрузки на валу двигателя, как правило, проще определяются значения токов, чем соответствующие потери мощности.

2 Для ДПТ НВ магнитный поток часто остается практически постоянным независимо от изменения нагрузки и равным Фн: , где Мэ – развиваемый момент, эквивалентный по условиям нагрева действительному изменяющемуся во времени моменту и определяемый как среднеквадратичная величина момента за рабочий цикл.

Критерий:

Достоинства: C его помощью можно выбрать двигатель по мощности (если известны нагрузочная диаграмма M(t) и w то , а следовательно и выбран двигатель по мощности:

Недостаток: действителен только при Ф=Фн=const, а также при ограничениях указанных в предыдущем методе.

3 Если при указанном соотношении скоростей умножить правую и левую часть на wн то будет метод эквивалентной мощности:

, где Рэ – мощность развиваемая двигателем, эквивалентная по условиям нагрева действительной изменяющейся во времени мощности и определяемая как среднеквадратичная мощность двигателя за рабочий цикл.

Критерий: .

Дост. И недост. Аналогичны методу эквивалентного момента.

2. Системы управления электроприводом с прямой ориентацией по вектору потокосцепления ротора.

Функциональная схема системы регулирования скорости асинхронного двигателя с короткозамкнутым ротором М при питании его от преобразователя частоты UZF с управлением по вектору потокосцепления ротора двигателя представлена на рис. 7.2. - система Transvektor.

Система имеет два внешних контура регулирования - модулем вектора потокосцепления ротора ₂ и угловой скорости  ротора, а также два подчиненных им внутренних контура регулирования составляющих тока статора I_1x и I_1y в осях x и y ортогональной системы координат, вращающейся с синхронной скоростью_0эл поля двигателя. Система осуществляет независимое регулирование модуля вектора потокосцепления ротора и скорости ротора при сохранении прямой пропорциональности между моментом двигателя и составляющей намагничивающей силы статора, находящейся в квадратуре с волной потокосцепления ротора. Сигнал задания потокосцепления ротора₂_з формируется в специальном вычислительном устройстве ВУ, использующим математическую модель АД и вводимые в нее реальные параметры двигателя: активные и реактивные сопротивления цепей статора и ротора, число пар полюсов, номинальные значения мощности, скорости, напряжения и тока статора, их частоту, коэффициенты полезного действия и мощности. На рис. 7.2 вводимые параметры двигателя условно изображены совокупностью внешних сигналов Х_вн на входе ВУ. Внешний сигнал задания скорости двигателя  _з подается на вход задатчика интенсивности ЗИ, формирующего темп изменения скорости двигателя в соответствии с требуемыми технологическими ограничениями.

Измерение текущих значений скорости, потокосцепления ротора и токов статора АД производится с помощью датчиков скорости (тахогенератор BV), потокосцепления (ДП) и тока (ДТ).

ДП преобразует измеренные с помощью датчиков Холла трехфазные мгновенные значения потокосцеплений в воздушном зазоре _.а , _{ b} в составляющие потока _. , _{ } в осях  ,  ортогональной системы координат, жестко связанной с неподвижным статором двигателя, причем ось совмещается с магнитной осью статорной обмотки фазы А: _. = _.а ; _{ } = (_.а +_.b ).

Кроме того, в ДП осуществляется вычисление составляющих потокосцепления ротора согласно соотношениям _2 = _. - (L₂ -L_) I_1 ; _2 = _. - (L₂-L_) I_1 ,

где L₂ и L_ - соответственно собственная индуктивность обмотки ротора и взаимная индуктивность между обмотками статора и ротора, приведенные к цепи статора.

ДТ измеряет мгновенные значения фазных токов статора I_1a, I_1b и преобразует их в двухфазную систему переменных I_1, I_1 . Преобразование переменных из неподвижной системы координат ,  в систему координат х, у, связанную с потокосцеплением ротора и вращающуюся со скоростью  _{0 эл} , осуществляется вектор-фильтром (ВФ) и координатным преобразователем КП1. Вектор-фильтр выделяет модуль вектора потокосцепления ротора ₂= и тригонометрические функции

cos _{0 эл} = _2 / ₂, sin _{0 эл} = _2 / ₂,

где  _{0 эл} =  _{0 эл} t - электрический угол поворота ротора относительно статора в осях х, у.

Преобразователь КП2 осуществляет поворот вектора намагничивающей силы статора на угол _0эл по осям х, у вращающейся системы координат.

Задание на электромагнитный момент двигателя формируется выходным сигналом регулятора скорости РС, на входе которого сравниваются сигнал задания скорости  _зи с выхода ЗИ и сигнал, пропорциональный реальной скорости  двигателя. Для поддержания постоянства электромагнитного момента при изменениях модуля потокосцепления ротора введен по (4.36) блок деления БД сигнала с выхода регулятора скорости на ₂. На выходе блока деления формируется сигнал задания I_1yз составляющей тока статора I_1y по оси у.

Сигнал задания I_1хз составляющей тока статора I_1х по оси х формируется на выходе регулятора потока РП, на входе которого сравниваются сигналы задания и реального значения модуля потокосцепления ротора.

Сигналы задания I_1хз и I_1уз сравниваются с текущими составляющими токов статора I_1х и I_1у на входах соответствующих регуляторов токов РТ_х и РT_у, выходные сигналы которых определяют задания составляющих напряжений статора u_1x и u_1y в системе координат х, у.

Система дифференциальных уравнений, характеризующих динамические процессы в асинхронном двигателе при его векторном управлении в системе координат х, у имеет вид:

+ = k_rR'₂ I_1x ; ( _{0 эл} - р ) = k_rR' ₂ I_1y; + I_1x =  _{0 эл} I_1y + + u_1x ; + I_1у = -  _{0 эл} I_1х + р  + u_1y ; J_ =рk_r ₂I_1y - M_{с ,}

где R₁, L₁ - активное сопротивление и собственная индуктивность фазы обмотки статора; R'₂ - активное сопротивление фазы обмотки ротора, приведенное к статорной цепи; k_r = L_ /L₂ ; k_s = L_ /L₁ ;  = 1- k_r k_s .

При компенсации следующих составляющих в правых частях уравнений (7.6) за счет их умножения на L₁ L₁ _{0 эл} I_1y ; ; - L₁ _{0 эл} I_1х и без учета внутренней обратной связи по ЭДС двигателя (составляющей р k_r ), подобно электроприводам постоянного тока, может быть преобразовано к виду: + = k_rR₂ I_1x; + I_1x = u_1x ; + I_1у = u_1y ;

На рис.7.2 роль подобной компенсации выполняет блок БК, в который вводятся переменные I_1x, I_1у,,  и где производятся соответствующие функциональные преобразования.

Преобразование составляющих напряжения статора u_1x, u_1y с выхода БК в составляющие u_1, u_1 в осях  ,  осуществляется блоком координатных преобразований КП1 в соответствии с соотношениями:

u_1 = u_1x cos _{0 эл –} u_1y sin _{0 эл} ; u_1 = u_1x sin _{0 эл} + u_1y cos _{0 эл} ;

В преобразователе фаз ПФ по соотношениям

u_1a = u_1 ; u_1b = ( - u_1 + u_1 ); u_1c = ( - u_1 - u_1 )

формируются трехфазные синусоидальные сигналы u_1a, u_1b, u_1c, определяющие на выходе преобразователя частоты UZF амплитуду и частоту напряжений U_A, U_B, U_C питания обмоток статора двигателя.

Представив передаточную функцию преобразователя частоты по напряжению совместно с блоками преобразования координат в виде инерционного звена

W_пч (p) = U_1x(p)/u_1x(p) = U_1y(p)/u_1y(p) = К_п /(Т_п р + 1),

где К_п - эквивалентный статический коэффициент передачи между составляющими напряжений u_1x , u_1у управления преобразователем и составляющими в осях х, у выходных напряжений преобразователя U_1x U_1y; Т_п - эквивалентная постоянная времени цепи управления преобразователем, уравнения (7.7) могут быть приведены к виду = ; = ;

= ; М(р) = рk_r₂(р) I_1y (р); = .

Здесь: R_ = R₁ + k_r²R'₂ - результирующее сопротивление обмотки статора двигателя: Т_1э = L₁/R_ - электромагнитная постоянная статорной цепи двигателя; Т_2э = L₂/R₂ - электромагнитная постоянная роторной цепи двигателя.

Упрощенная структурная схема системы векторного управления частотно-регулируемого асинхронного электропривода приведена на рис.7.3.

Схема содержит два одинаковых по параметрам внутренних контура регулирования составляющих I_1x, I_1у тока статора с коэффициентом обратной связи по току К_о.т, внешний контур регулирования потокосцепления ротора с коэффициентом обратной связи по потокосцеплению К_о.п и внешний контур регулирования скорости двигателя с коэффициентом обратной связи по скорости К_о.с. Структурная схема подобна структурной схеме системы двухзонного регулирования скорости двигателя постоянного тока. Поэтому при настройке контуров регулирования на модульный оптимум определение параметров передаточных функций регуляторов тока W_р.т (р), потокосцепления W_р.п (р) и скорости W_р.с (р) выполняется аналогично: W_р.т (р) = К_р.т + , W_р.п (р) = К_р.п + , W_р.т (р) = К_р.с,

где Т_иI = а_I Т_п - постоянная времени интегрирования ПИ - регулятора тока; К_р.т = Т_1э /Т_иI - коэффициент передачи пропорциональной части регулятора тока; а_I = 2 4; Т_ип = а_п а_I Т_п постоянная времени интегрирования ПИ-регулятора потокосцеплении ротора; К_р.п = Т_2э /Т_ип - коэффициент передачи пропорциональной части регулятора потокосцепления ротора; а_п = 2 4; К_р.с = 2J_ К_о.т/ 3 р_п k_r К_о.с а_ а_I Т_п - коэффициент передачи пропорционального регулятора скорости; а_ = 2 4.

3. Необходимость применения узла компаундирования в схеме регулирования скорости на станах холодной прокатки.

Необходимость внесения в схему узла компаундирования объясняется возможностью обрыва полосы, в стане холодной прокатки, при малой скорости вследствие высокого натяжения (до 0.7 предела текучести) и возможными несоответствиями скоростей соседних клетей. В этом режиме необходимо изменить жесткость характеристики в сторону её смягчения. Этим достигается то, что при изменении момента с М1 на М2 (см рис.) скорость клети изменяется на величину тем самым обеспечивается выравнивание скоростей соседних клетей и как следствие межклетьевое натяжение остается на заданном уровне. При заправке полосы в клеть привод работает со смягченной механической характеристикой, жесткость которой устанавливается вальцовщиком при помощи сельсина задания компаундирования. Характеристика смягчается подачей на вход регулятора скорости обратной связи по заданию статического момента.