Виноград(Вектор_управ_АД)321стр

значений выходного напряжения. Для всех вариантов расчета справедливо выражение

где τmin — минимально допустимая ширина импульса переключения

силового ключа МПЧ, то выходное напряжение и входной ток формируются без искажений (вектор эквивалентного выходного напряжение и угловое положение вектора входного тока строго соответствуют своим заданным значениям). Расчеты выполняются следующим образом 1) Суммарная величина нулевых интервалов полуцикла

при αU sec = [π 6...π 3[ .

3) Интервалы включения нулевых векторов рассчитываются исходя из условия равенства эквивалентных напряжений элементарных троек, входящих в элементарный полуцикл, что обеспечивает минимизацию пульсаций выходного тока при заданной частоте переключений:

τ02 =τsum0 −τ01 .

141

Вариант 2. Если выполняется условие

то выходное напряжение формируется без искажений, а угловое положение вектора входного тока может отклоняться от заданного значения. Расчет интервалов включения векторов выполняется таким образом, чтобы отклонение углового положения вектора входного тока от своего заданного значения было минимальным.

1)Интервалы включения нулевых векторов приравниваются минимально допустимой ширине импульса управления силовыми ключами преобразователя:

2)Если выполняется условие Umax1 −Umax 2 ≥ ∆U , где ∆U — малая величина допустимого отклонения от заданного напряжения, то расчет интервалов включения значащих векторов напряжения выполняется следующим образом:

τ1 =τsum1 (1+ Ksw1 ) ;τ2 =τsum1 −τ1 ;

τ3 =τsum2 (1+ Ksw1 ) ; τ4 =τsum2 −τ3

τ2 =τsum1 (1+ Ksw1 ) ;τ1 =τsum1 −τ2 ;

τ4 =τsum2 (1+ Ksw1 ) ; τ3 =τsum2 −τ4

при αU sec = [π 6...π 3[ ,

где

τsum1 = U zTc −Umax−2 (Tc −2τmin ) ; Umax1 Umax 2

τsum2 = Tc − 2τmin − τsum1 — суммарные интервалы включения основных и вспомогательных образующих векторов.

3) Если условие Umax1 −Umax 2 ≥ ∆U не выполняется, то точность расчета по п.2 становится неудовлетворительной и расчет интервалов включения значащих векторов выполняется по формулам

(8.12) при условии, что τsum0 = 2τmin .

142

Вариант 3. Если выполняется условие

то выходное напряжение и направление вектора входного тока формируются с вынужденным отклонением от их заданных значений. В этом режиме из алгоритма управления полностью исключается вспомогательная элементарная тройка векторов и для формирования алгоритма используются только основные (максимальные) образующие векторы. Расчет интервалов включения векторов выполняется следующим образом:

1) τ3 = 0 ; τ4 = 0 ; τ02 = 0 .

В формирование алгоритма управления МПЧ, кроме рассмотренных выше, входят следующие операции:

1. Назначение соответствия между вектором напряжения и продолжительностью его включения. Расчет интервалов включения векторов напряжения по расчетным схемам рис.8.4 производится безотносительно к их фактической последовательности включения в формируемом элементарном полуцикле. Всего возможно четыре варианта следования векторов в пределах одного и того же их состава, выбранного по табл. 8.2 и минимизированного по числу переключений преобразователя.

Вариант 1. Прямая последовательность элементарных троек (сначала основная, затем вспомогательная) и прямая последовательность векторов в первой элементарной тройке:

U1 − U2 −U01 − U4 − U3 − U02 .

Вариант 2. Прямая последовательность элементарных троек и обратная последовательность векторов в первой элементарной тройке:

U2 − U1 −U01 − U3 − U4 − U02 .

143

Вариант 3. Обратная последовательность элементарных троек и прямая последовательность векторов в первой элементарной тройке:

U3 − U4 − U02 − U2 − U1 − U01 .

Вариант 4. Обратная последовательность элементарных троек и обратная последовательность векторов в первой элементарной тройке:

U4 − U3 − U02 − U1 − U2 − U01 .

Последовательность элементарных троек каждый раз изменяется на противоположную при переходе к новому полуциклу. Последовательность векторов в первой элементарной тройке определяется следующим логическим выражением:

OrderV = [(Odd (Nsec I ))and (Odd (NsecUz ))]or

[(Odd (Nsec I ))and (Odd (NsecUz ))],

где Odd(X ) — функция, возвращающая логическую единицу при нечетном значении своего целочисленного аргумента X .

2.Назначение соответствия между комбинациями векторов напряжения и состояниями силовых ключей МПЧ. Выполняется в соответствии с табл. 8.1.

3.Расчет интервалов коммутации ключей МПЧ в пределах формируемого элементарного полуцикла векторов напряжения, отсчитываемых от момента окончания предыдущего полуцикла.

4.Формирование импульсов управления всеми активными элементами (транзисторами) преобразователя, в частности, согласно методу четырехэтапной коммутации для двунаправленных силовых ключей с общим коллектором.

8.3.Результаты моделирования

На рис.8.5…8.7 представлены результаты моделирования процессов, протекающих в МПЧ с рассмотренными выше алгоритмами управления при его работе в составе асинхронного электропривода с двигателем 4А112МА6У3( Pnom = 3кВт; Nnom = 950об/мин;

Inom = 7,4 A ; M nom = 30 нм).

На рис.8.5 изображены временные диаграммы выходного напряжения фазы а (Ua ), его эквивалентного (усредненного на полуцикле

модуляции) значения (Uae ), выходного тока фазы а ( Ia ), входного

144

фильтра обеспечивает желаемый уровень высокочастотных (определяемых частотой коммутации ключей) пульсаций тока, потребляемого (отдаваемого) питающей сетью. Так как частота модуляции достаточно высока относительно частоты сети (2…10 кГц), то необходимый фильтр оказывается достаточно легким. Из диаграмм эквивалентных значений переменных отчетливо виден синусоидальный закон изменения выходного напряжения и входного тока при коэффициенте сдвига основной гармоники входного тока относительно входного напряжения, близком к единице.

Рис.8.6. Временные диаграммы переменных МПЧ в режиме разгона асинхронного привода по задатчику интенсивности с f =10 Гц до f =100 Гц

На рис.8.6 изображены временные диаграммы входного напряжения и эквивалентного значения входного тока фазы А, эквивалентных значений выходного напряжения и тока фазы а, полученные в режиме разгона привода с частоты 10 Гц до частоты 100 Гц с интенсивностью

146

Рис.8.7. Временные диаграммы переменных векторно-управляемого асинхронного привода с МПЧ в режиме реверса момента нагрузки с уровня

M c = M nom на скорости 0,5ωnom

147

На рис.8.7 изображены временные диаграммы входного напряжения и эквивалентного значения входного тока фазы А, электромагнитного момента и эквивалентного значения тока статора фазы а двигате-

ля в режиме реверса момента нагрузки с уровня M c = M nom на ско-

рости 0,5ωnom при работе МПЧ в составе асинхронного электропри-

вода с системой адаптивно-векторного управления [18]. На диаграммах виден переход преобразователя в режим рекуперации энергии в сеть. Входной ток МПЧ становится противофазным входному напряжению, при этом сохраняется закон его изменения, близкий к синусоидальному.

9. Построение тепловой защиты преобразователя частоты на основе динамической тепловой модели IGBTмодуля

Выбор силовых полупроводниковых приборов, работающих в устройствах с большими кратностями перегрузок по току, в частности в высокодинамичных электроприводах переменного тока с векторным управлением, определяется, как правило, не номинальными значениями нагрузок, а необходимой перегрузочной характеристикой, то есть зависимостью тока перегрузки от времени при заданном температурном режиме работы преобразователя. Важнейшим условием, определяющим надежность работы полупроводникового преобразователя, является наличие защиты его силовых ключей от токовых перегрузок. Наиболее эффективная защита ключей реализуется на основе контроля температуры их кристаллов. Так как непосредственное измерение температуры кристалла выполнить весьма проблематично, то реализацию температурной защиты преобразователя осуществляют обычно на основе контроля температуры в других точках: на охладителе в непосредственной близости от силового модуля либо с помощью встроенного в модуль датчика, измеряющего температуру корпуса кристаллов. Очевидно, что вследствие инерционности датчиков температуры и наличия переходных тепловых сопротивлений «охладитель—корпус» и «корпус—кристалл» контроль температуры в указанных точках может эффективно защищать модуль только при относительно длительных перегрузках с небольшими кратностями перегрузочного тока. В результате приходится ограничивать допустимую величину перегрузки по току на заведомо заниженном уровне, чтобы кратковременные большие токовые перегрузки, не отслеживаемые датчиком температуры, не приводили к тепловому разрушению кристалла. Реализация

148

времятоковой защиты по широко известному критерию ∫I 2dt в слу-

чае с кратковременными перегрузками IGBT также не способна защитить кристалл от теплового разрушения. Существенно расширить диапазон допустимых токовых перегрузок (в некоторых режимах работы привода более чем на 50 %) позволяет построение температурной защиты преобразователя частоты на основе динамической модели тепловых процессов IGBT-модуля.

Методология и алгоритмы расчета потерь в элементах модуля и температуры кристаллов достаточно хорошо изложены в публикациях ведущих фирм-производителей IGBT, таких как EUPEC, SEMIKRON, Mitsubishi, и в других работах, в частности в [48]. В настоящее время все упомянутые фирмы-производители распространяют на своих сайтах программы автоматического теплового расчета IGBT-модулей: IPOSIM, SEMISEL, MelcoSim соответственно. Эти программы и положенные в их основу алгоритмы расчетов специально разрабатывались для автоматизации теплового анализа режимов работы силовых ключей и процесса выбора модуля на этапе проектирования изделия по наиболее напряженному квазиустановившемуся тепловому режиму его работы. Программы оснащены хорошими средствами визуализации входных данных и результатов расчета. Результаты тепловых расчетов представляются в виде набора функциональных зависимостей потерь, температур, предельных выходных токов IGBT-модуля в зависимости от режима его работы. В качестве входных данных задаются тип модуля и его корпуса, а также интегральные характеристики выбранного установившегося режима работы, а именно действующее значение выходного тока; частота основной гармоники; частота ШИМ; входное

напряжение инвертора; коэффициент модуляции; cos(ϕ) нагрузки;

температура корпуса. Если в тепловой расчет входит выбор системы охлаждения, как у фирмы SEMIKRON, то дополнительно задаются необходимые для этого параметры, а именно температура окружающей среды; количество ключей и параллельно соединенных модулей на одном радиаторе; способ охлаждения; скорость воздуха или жидкости в системе принудительного охлаждения; тепловое сопротивление «теплосток — окружающая среда».

Однако принятый в этих моделях алгоритм вычислений, основанный на задании интегральных параметров установившегося режима работы, и тем более форма представления результатов, получаемых в процессе расчетов, не удобны для построения температурной защиты IGBT-модуля по следующим причинам.

1.Эффективная тепловая защита должна в реальном масштабе времени учитывать изменения всех основных параметров, влияющих на мгновенное значение температуры кристалла, во всех возмож-

149

ных режимах работы привода, как в статических, так и в динамических.

2.В реальном частотно-регулируемом электроприводе частота основной гармоники, выходной ток, коэффициент модуляции,

cos(ϕ) являются переменными величинами, изменяющимися в широких пределах.

3.Частота модуляции в современных приводах также является переменной. В системах с жестким законом формирования ШИМ она доступна для изменения пользователю в широких пределах (от единиц до десятков кГц). В системах с релейным способом формирования ШИМ, в частности в системах прямого управления моментом и в системах с релейным контуром тока, понятие фиксированной частоты модуляции вообще отсутствует.

4.Тепловая защита должна учитывать особенности конкретного алгоритма формирования ШИМ и ограничения, связанные с «неидеальностями» динамических свойств силовых ключей и системы управления.

9.1. Тепловая модель IGBT-модуля

При построении тепловой модели [51] были приняты следующие базовые принципы и допущения.

1.Тепловой расчет выполняется на основе информации о мгновенных значениях переменных: токов, протекающих через элементы модуля (транзисторы и обратные диоды); входного напряжения инвертора; мгновенного состояния всех элементов модуля. Такой подход обеспечивает инвариантность алгоритма теплового расчета к интегральным, усредненным на периоде основной гармоники, значениям переменных, а также к способу формирования и виду ШИМ. Усредне-

ние переменных допускается только на малых интервалах, меньших значения самой малой тепловой постоянной времени кристаллов. Анализ параметров тепловых моделей IGBT-модулей 3-го поколения серий FP, FS фирмы EUPEC показал, что тепловые постоянные времени кристаллов в основном лежат в интервале [0,002…0,1] с. Среднеквадратичная оценка постоянной времени кристаллов при аппроксимации тепловой модели одним экспоненциальным участком составляет величину, близкую к 0,03 с для всех типоразмеров модулей. С учетом этого интервал усреднения потерь может выбираться из условия

Thc ≤ 2 мс. Полагаем, что на интервалах времени, меньших Thc , на-

дежную защиту модуля обеспечивает двухуровневая максимальнотоковая защита: первый уровень – программный, второй – аппаратный, реализованный на основе контроля насыщения силовых ключей.

150