Виноград(Вектор_управ_АД)321стр

Режим 1 рассмотрим как базовый. Режимы 2...8 показывают, как изменяется Imax при вариации одного из параметров режима работы

относительно параметров базового режима. Режим 9 представляет собой наихудшую комбинацию параметров режима работы преобразователя в рассматриваемых диапазонах их вероятных изменений.

Таким образом, при традиционном способе построения тепловой защиты пиковый выходной ток преобразователя вне зависимости от продолжительности его протекания не должен превышать значения

Imax , определенного из тепловых условий продолжительного режима

работы. Для надежной тепловой защиты преобразователя с указанными в табл. 9.5 диапазонами изменения параметров режима работы сле-

дует принимать Imax = 23 А. Очевидно, что при других сочетаниях

параметров режима модуль оказывается существенно недоиспользованным.

Построение тепловой защиты на основе динамической тепловой модели IGBT-модуля позволяет значительно повысить порог ограничения выходного тока. Он может быть установлен на уровне повто-

ряющегося пикового тока с длительностью импульса tимп ≥ Thc . Если принять интервал усреднения тепловых потерь (период расчета тепло-

161

ние тока при традиционном способе построения тепловой защиты. Допустимая продолжительность работы преобразователя с заданным уровнем тока автоматически определяется в динамической тепловой модели в зависимости от текущих мгновенных значений параметров режима работы. Таким образом, прямым следствие введения тепловой защиты по динамической тепловой модели IGBT-модуля является значительное повышение перегрузочной способности преобразователя в режимах кратковременных, (0,001…10) с, перегрузок.

9.3. Экспериментальные результаты и промышленная реализация

В целях анализа квазиустановившихся и динамических тепловых процессов, протекающих в элементах IGBT-модуля при его работе в составе частотно-регулируемого электропривода, было проведено математическое моделирование асинхронного электропривода с преобразователем частоты, оснащенным представленной выше тепловой моделью. Моделирование выполнено в среде Delphi. На рис.9.3…9.6 изображены временные диаграммы тепловых процессов, полученные в различных режимах работы преобразователя частоты с IGBT-модулем FP50R12KE3 фирмы EUPEC, нагрузкой в виде асинхронного двигателя 4А180М4У3 при следующих условиях: закон модуляции напряжения – синусоидальный; Ud = 520 B ; f мод = 4000 Гц ; способ

управления приводом – адаптивно-векторный [18]. Все процессы показаны без учета эффекта срабатывания тепловой защиты.

На рис.9.3 приведены временные диаграммы фазных токов, усредненных на интервале модуляции, потерь Pv,1, Pv,2 , Pv,3 и температур

кристаллов Θv,1, Θv,2 , Θv,3 транзисторов V1,V2 ,V3 верхнего плеча

инвертора. Диаграммы получены в установившемся режиме работы преобразователя частоты при следующих условиях: действующее зна-

164

транзисторов IGBT-модуля идентичны по форме и сдвинуты друг относительно друга на углы, кратные π / 3 . В переходных режимах форма процессов и предельные значения температур кристаллов могут существенно отличаться друг от друга. Следовательно, для построения надежной тепловой защиты в динамических режимах требуется информация о температурах всех элементов модуля. Точная оценка температур одних элементов модуля на основе информации о температурах других его элементов не представляется возможной, так как соотношения между ними существенно нелинейны даже при наличии симметрии фазных токов. Из рис.9.4,9.5 видно, что кратковременная работа с токами, близкими к удвоенному значению предельно допустимого постоянного тока модуля, вполне допустима по температурным условиям. Однако в реальном приводе она может осуществляться только при наличии эффективной тепловой защиты, построенной по динамической тепловой модели IGBT-модуля. Момент срабатывания тепло-

вой защиты ( tср ) определяется первым пересечением кривой темпера-

туры наиболее нагретого элемента модуля ( Θv,1 на рис.9.5) с заданным порогом срабатывания защиты Θr . Из рис.9.6 видно, что в режиме рекуперации энергии в сеть ( Iакт < 0 ) максимальные значения температур обратных диодов превышают максимальные значения температур транзисторов, а в режиме потребления энергии из сети ( Iакт > 0 )

– все наоборот. Таким образом, если преобразователь должен обеспечивать большие кратности токовых перегрузок в режимах рекуперации энергии, то встроенная тепловая модель модуля должна включать в себя расчет температур кристаллов обратных диодов.

Представленная тепловая модель модуля и построенная на ее основе тепловая защита были реализованы в преобразователях частоты серии ЭПВ [11]. Проверка функционирования встроенной тепловой модели и тепловой защиты модуля проводилась для каждого типоисполнения преобразователя по мощности. В качестве критерия проверки было принято соответствие результатов расчета мгновенного значения температуры кристаллов IGBT в модели, встроенной в преобразователь, и в модели IPOSIM6, рекомендуемой фирмой EUPEC для расчета температурных режимов модулей своего производства. Соответствие проверялось в заданных типовых режимах работы при вариации параметров этих режимов: выходного тока преобразователя, частоты основной гармоники, частоты модуляции. Проверка показала, что во всех типовых режимах отклонение предельных значений температур не превышает ± 4 оС. Максимальная величина этих отклонений наряду с максимальной погрешностью датчика температуры корпуса учтена при выборе порога срабатывания тепловой защиты.

166

10. Асинхронный электропривод при частотном управлении

По количеству практических применений среди регулируемых асинхронных электроприводов, построенных на основе преобразователей частоты, первое место занимают приводы с системами частотного управления. По своим характеристикам эти приводы удовлетворяют требованиям наиболее широкого класса механизмов, применяющих регулирование скорости, в том числе насосов, вентиляторов и других общепромышленных механизмов с невысокими требованиями к быстродействию, диапазону и точности регулирования скорости.

Рассмотрены расчётные соотношения, структурные схемы и характеристики асинхронного электропривода при частотном управлении. Рассмотрен также пример реализации принципов векторной ориентации переменных в асинхронном электроприводе с частотным управлением серии ЭПВ.

10.1. Механические характеристики

Для расчёта момента двигателя и последующего построения механических характеристик может быть использована простая формула, если перейти к схеме замещения с вынесенным намагничивающим контуром: Г-образной схеме замещения (рис.10.1) [34]. При переходе к Г-образной схеме замещения, в которой намагничивающий контур

jω0 xm вынесен на вход схемы, допускается определённая погрешность, возникающая в результате пренебрежения зависимостью намагничивающего тока Im и потокосцепления Ψm от нагрузки двигателя, так как намагничивающий контур оказывается включённым непосредственно на напряжение питания Us . В результате этого не учитывается падение напряжения от намагничивающего тока в сопротивлении Rs + jω0 xsσ . Однако такое представление схемы позволяет получить

более простые и наглядные выражения для определения момента и скорости в характерных точках механической характеристики.

Как видно из рис.10.1, роторный ток определяется выражением

где xk – индуктивное сопротивление короткого замыкания двигателя, xk = xsσ + xrσ .

167

Рис.10.1. Г-образная схема замещения асинхронного двигателя

Электромагнитная мощность трёхфазного двигателя как утроенная мощность, рассеиваемая в сопротивлении Rrω0 /ωp , определяется

выражением PЭМ = 3Ir2 Rrω0 /ωp . Подставляя в него значение тока

ротора из формулы (10.1) и учитывая связь между электромагнитной мощностью и электромагнитным моментом

Критическое значение относительной частоты роторной ЭДС находится в результате исследования на экстремум выражения (10.2):

где знак «плюс» соответствует двигательному режиму, а «минус» – тормозному.

Несмотря на наличие погрешности от упрощения схемы замещения, формулы (10.2)…(10.5) широко используются при практических расчётах из-за удобства обращения с ними.

Выражение для момента может быть записано в другой форме, в которой вместо частоты роторной ЭДС используется скольжение. Эти величины связаны между собой выражениями

S = (ω0эл − Zpω) /ω0эл = ωр /ω0эл = ωр /ω0 .

Поэтому вместо сомножителя Zp /(ω0эл.нωр ) в формуле (10.2)

нужно записать

Zp /(ω0эл.нω0 s) =1/(sω0 ) ,

где ω0 – синхронная скорость двигателя при данной частоте напряжения питания ω0эл , ω0 = ω0эл / Zp .

Слагаемое ω02 xk2 может быть представлено в виде

Величину ω02эл(Lsσ + Lrσ )2 обычно, так же как в формуле (10.2),

обозначают через xk , но под ней понимается индуктивное сопротив-

ление короткого замыкания, рассчитанное не при номинальной частоте, а при той частоте, на которой в рассматриваемом режиме работает двигатель. Тогда выражение для электромагнитного момента записывается в виде

критический момент. Эти формулы сведены в табл. 10.1.

Используя формулу (10.6) при расчётах в электроприводах с частотным регулированием, нужно пересчитывать значения индуктивных сопротивлений, приведённых в каталоге, с учётом частоты, на которой работает двигатель в рассматриваемом режиме.

Иногда выражение для электромагнитного момента представляется в ином виде, при введении в него критического момента и критического скольжения:

169