Виноград(Вектор_управ_АД)321стр

С учетом этого уравнения фазовой коррекции примут вид

Uea =U fa + γ3f (U fc −U fb );

Ueb =U fb + γ3f (U fa −U fc );

Uec = −(Uea +Ueb ).

Выполняя линеаризацию фазочастотной характеристики фильтра в области малых углов, получим удобную форму уравнений для реализации фазовой коррекции в естественной системе координат:

Uec = −(Uea +Ueb ),

где K f — коэффициент линеаризации фазочастотной характеристики фильтра.

U1

ϕϕ

U4

Рис.7.17. Векторная диаграмма напряжений

121

Вычислитель сектора Uэкв формирует шесть линий переключе-

ния, ограничивающих двенадцать секторов векторной диаграммы напряжений (рис.7.17), по уравнениям

Sa1 =Ueb −Uec − KϕUea ; Sa2 =Ueb −Uec + KϕUea ; Sb1 =Uec −Uea − KϕUeb ; Sb2 =Uec −Uea + KϕUeb ; Sc1 =Uea −Ueb − KϕUec ; Sc2 =Uea −Ueb + KϕUec ,

где Kϕ = 3ϕ — коэффициент углового смещения линий переключе-

ния, относящихся к одной фазе ( Sk1 , Sk 2 , k = a,b, c ), относительно фазовой оси на углы ϕ и −ϕ ( рад) . Выходной переменной вычислителя является номер сектора векторной диаграммы NsecU , в кото-

ром находится вектор эквивалентного напряжения.

Формирование алгоритма управления инвертором напряжения осуществляется с учетом следующих положений:

1.Для обеспечения управляемости контуром тока во всех режимах работы привода должно выполняться условие: вектор эквивалентного напряжения находится в пределах минимальной области пространства, образованного векторами напряжения инвертора, включение которых разрешено в данный момент времени.

2.В установившихся режимах работы привода и в динамических режимах малых отклонений токовых ошибок в качестве базовых принимаются энергетически-эффективные «треугольный» и «ромбовидный» алгоритмы формирования напряжения [1] (наименование алгоритма соответствует геометрии фигуры, образуемой разрешенными для включения векторами напряжения). При этом «треугольный» алгоритм имеет приоритет по энергетическим показателям, а «ромбовидный» – по чувствительности к точности вычисления вектора эквивалентного напряжения.

3.Выбор типа нулевого вектора напряжения из двух возможных ва-

риантов (U7 (1,1,1) и U8 (0,0,0) ) осуществляется по критерию мини-

мизации числа переключений в инверторе.

4. Для устранения зон неуправляемости, связанных с чувствительностью «треугольного» алгоритма к точности вычисления Uэкв в облас-

тях, близких к фазным осям (рис.7.17), в дополнение к основным секторам напряжений (1…6), в которых формируется «треугольный» алгоритм, вводится шесть секторов (7…12), в которых формируется «ромбовидный» алгоритм.

122

В частности, при нахождении Uэкв в секторе 1 формируется «треугольный» алгоритм из комбинации следующих образующих векторов: U1,U6 ,U7,U8 . В соседнем секторе 7 формируется «ромбовид-

ный» алгоритм из комбинации векторов U1,U2U6 ,U7,U8 .

5. Для обеспечения динамических характеристик привода, близких к предельно достижимым в условиях действия физических ограничений

на величину Ud и перегрузочную способность инвертора по току, в

области больших токовых ошибок осуществляется переход на «шестиугольный» алгоритм управления [1], при котором независимо от по-

ложения вектора Uэкв разрешены для включения все шесть ненулевых

образующих векторов U1...U6 .

Пояснения принципов выбора вектора напряжения инвертора при формировании «треугольного» и «ромбовидного» алгоритмов управления представлены на рис.7.18 и 7.19 соответственно.

Рис.7.18. Пояснение принципа формирования «треугольного» алгоритма

123

Рис.7.19. Пояснение принципа формирования «ромбовидного» алгоритма

Вектор напряжения выбирается из разрешенной алгоритмом комбинации векторов таким образом, чтобы обеспечить желаемое направление изменения вектора токовой ошибки. В частности, критерием выбора вектора напряжения может являться максимальный темп уменьшения вектора токовой ошибки. При этом удовлетворительная энергетика процессов обеспечивается за счет исключения из алгоритмов управления векторов напряжений, вызывающих самые большие

производные тока (для положения Uэкв , соответствующего рис.7.18 –

векторов U2 ,U3,U4,U5 ). Вместо них производится включение нуле-

вых векторов напряжения с меньшими производными тока. Формирователь управления вычисляет вектор дискретных управ-

ляющих воздействий фазами инвертора напряжения в соответствии с данными табл. 7.2, 7.3 и представленными ниже алгоритмами выбора типа нулевого вектора и перехода на «шестиугольный» алгоритм управления в области больших токовых ошибок.

Алгоритм выбора типа нулевого вектора по критерию минимизации коммутаций инвертора на к-м интервале дискретности:

если nk = 0 , то включается один из нулевых векторов; если nk −1 —

нечетное число, то включается вектор U7 , иначе — включается вектор U8 .

124

где δd — пороговое значение токовой ошибки, при котором осуществляется переход на «шестиугольный» алгоритм управления.

Распределитель импульсов формирует необходимую величину задержек переключения ключей ( t0min ), относящихся к одной фазе, и

распределяет импульсы управления по шести ключам инвертора. Заметим, что частота коммутаций инвертора в алгоритмах управ-

ления, использующих нулевые векторы напряжения, сильно зависит от режима работы электропривода, в частности от величины ЭДС, наводимой в обмотке статора. При постоянной величине гистерезиса ре-

лейного регулятора тока (δ = const ) частота коммутаций может изменяться в рабочих режимах привода в 5…10 раз. При необходимости уменьшить пределы изменения частоты коммутаций δ изменяется в функции режима работы электропривода. В частности, введение простейшей трехэлементной кусочно-линейной зависимости δ от частоты тока задания позволяет ограничить кратность изменения частоты коммутаций на уровне 1,5…2. Также возможна организация замкнутого контура стабилизации частоты коммутаций.

8. Алгоритмы пространственно-векторного управления матричным преобразователем частоты

Матричный преобразователь частоты (МПЧ) является одним из наиболее перспективных полупроводниковых преобразователей энергии с непосредственной связью источника и нагрузки для применения в тех случаях, когда требуется наличие режима рекуперации энергии в питающую сеть и предъявляются повышенные требования к качеству потребляемой и возвращаемой энергии. Его преимуществами относительно ПЧ с неуправляемым выпрямителем являются: двунаправленный обмен энергии между сетью и нагрузкой; возможность формирования синусоидального входного тока с единичным коэффициентом сдвига; отсутствие в силовой схеме конденсаторов большой емкости, являющихся довольно дорогостоящим и одним из самых ненадежных элементов традиционных двухзвенных ПЧ с инвертором напряжения; высокий КПД и показатели электромагнитной совместимости с питающей сетью. Относительно двухзвенных ПЧ с активным выпрямителем (АВ) и инвертором напряжения (ИН) [38,27,7] МПЧ более компактен, надежен, энергетически эффективен и потенциально менее дорог. К недостаткам МПЧ относительно двухзвенных ПЧ с АВ и ИН можно отнести увеличенное количество полупроводниковых приборов (36 против 24); меньший коэффициент использования входного на-

126

пряжения; более сложное управление; менее отработанную и освоенную на данный момент времени технологию производства полупроводниковых модулей и микропроцессорных контроллеров, специализированных под топологию преобразователя.

В настоящее время промышленностью выпускаются специализированные IGBTмодули, ориентированные на топологию матричного преобразователя, в частности, выполненные в одном корпусе по схеме соединения транзисторов с общим коллектором [46,47]. Разработан метод четырехэтапной коммутации двунаправленных ключей МПЧ, обеспечивающий отсутствие в алгоритме коммутации интервалов короткого замыкания между входными фазами и приводящих к перенапряжениям интервалов разрыва тока нагрузки. Это существенно повысило надежность МПЧ и устранило необходимость применения снабберных цепей [41]. Для формирования управляющих воздействий на ключи МПЧ применяют как стратегию пространственно-векторного управления, так и традиционный подход, основанный на сравнении модулирующего и несущего сигналов [46,44,36,37]. Известно [36], что традиционный подход при синусоидальном модулирующем сигнале ограничивает коэффициент использования напряжения на уровне 0,5. Некоторого повышения этого коэффициента добиваются введением в

модулирующий сигнал высших гармонических составляющих. Более ощутимых результатов можно добиться применением стратегии про- странственно-векторной модуляции. Ее суть и применение к управлению мостовыми инверторами напряжения изложена в [38,2,3], а применительно к непосредственным преобразователям частоты в [42,22]. Стратегия изначально ориентирована на микропроцессорную реализацию системы управления и позволяет синтезировать алгоритмы управления по определенным заданным критериям, в частности, с предельно достижимым значением коэффициента использования напряжения, с минимизацией пульсаций выходного тока при заданной частоте переключений, с минимизацией числа переключений преобразователя в цикле модуляции и по другим критериям. Многообразие выходных состояний МПЧ, возможных вариантов их комбинации при синтезе управляющих воздействий и критериев синтеза определяет сложность и многогранность задачи синтеза алгоритмов управления, которая на данное время изучена недостаточно.

Рассматриваются вопросы синтеза алгоритмов управления МПЧ в рамках стратегии пространственно-векторного формирования ШИМ с жестко заданным законом коммутации [54]. Рассматривается также методика синтеза и полученные на ее основе алгоритмы управления МПЧ, позволяющие получить максимальный коэффициент использования входного напряжения, равный 0,867 при синусоидальной форме выходного напряжения и входного тока.

127

8.1. Векторное описание состояний матричного преобразователя частоты

Силовая часть матричного преобразователя частоты (рис.8.1) включает в себя входной LCфильтр, предназначенный для сглаживания высокочастотных пульсаций сетевого тока, полупроводниковый коммутатор, содержащий девять двунаправленных силовых ключей, и активно-индуктивную нагрузку. Нагрузкой МПЧ могут служить трехфазные обмотки электродвигателей переменного тока. Для корректной работы преобразователя (отсутствие интервалов короткого замыкания фаз сети и разрыва тока нагрузки) необходимо выполнять следующее условие: из девяти ключей МПЧ одновременно замкнутыми (активными) всегда должны быть три ключа, относящиеся к разным фазам нагрузки. Таким образом, в каждый момент времени МПЧ может принимать одно из 27 состояний, которые характеризуются различными комбинациями ключей, находящихся в активном состоянии. Все эти состояния ключей, соответствующие им схемы подключения фаз нагрузки к фазам сети и обозначения результирующих векторов выходного напряжения МПЧ сведены в табл. 8.1.

Амплитуда и направление результирующего вектора напряжения на выходе МПЧ при заданном состоянии его ключей зависят от величины и направления вектора напряжения питающей сети. Процессы формирования выходного напряжения будем рассматривать в жесткой связи с направлением вектора входного напряжения МПЧ. Влияние входного фильтра пока не учитываем. Угловые положения векторов

входного напряжения Uвх(UA ,UB ,UC ) и тока Iвх(IA , IB , IC ) МПЧ будем определять в соответствии с векторными диаграммами напряжений и токов, изображенных на рис.8.2. Оси, изображенные на диаграммах, определяют направления фазных и линейных векторов напряжения сети в некоторый момент времени, принятый в качестве начального. Диаграмма напряжений разбита на двенадцать секторов, границы которых совпадают с осями фазных и линейных напряжений. Диаграмма токов разбита на шесть секторов, границы которых совпадают с осями линейных напряжений. Угловые положения векторов напряжения и тока в пределах всей диаграммы будем определять относительно фазы А питающей сети, а в пределах рабочего сектора (сектора, в пределах которого находится соответствующий вектор) – относительно границы сектора, принятой в качестве базовой.

128

Рис.8.1. Структурная схема силовой части матричного преобразователя частоты

Таблица 8.1. Состояния МПЧ

129

Окончание табл. 8.1

130