Виноград(Вектор_управ_АД)321стр

ся при снижении Km , что происходит с ростом частоты основной гар-

моники напряжения. Существенное влияние на степень проявления данного эффекта способна оказывать ограниченная разрядность микроконтроллера, осуществляющего формирование алгоритма управления.

Применение синхронного алгоритма управления ключами инвертора позволяет практически полностью устранить субгармонические составляющие в выходном напряжении и связанные с этим отрицательные явления в электроприводе. Введение симметрии в расположение векторов напряжения в пределах одного сектора и между секторами позволяет обеспечить существенное снижение искажения формы выходного напряжения в пределах одного периода основной гармоники. Наряду с указанными положительными моментами, применение синхронного алгоритма векторного формирования сопряжено с рядом следующих проблем:

во-первых, при синхронном алгоритме частота модуляции пропорциональна частоте основной гармоники, что вводит в процесс формирования алгоритма дополнительную переменную;

во-вторых, допустимый по условиям нормальной работы электропривода диапазон изменения частоты модуляции, как правило, существенно меньше диапазона изменения частоты основной гармоники напряжения. Это предполагает формирование нескольких участков синхронного алгоритма, каждый из которых характеризуется своим постоянным коэффициентом модуляции (числом векторов эквивалентного напряжения, формируемых на периоде основной гармоники выходного напряжения). Число участков зависит от допустимого диапазона изменения частоты модуляции. В момент перехода с одного участка синхронного алгоритма на другой участок частота модуляции изменяется скачкообразно (рис.7.10).

Рис.7.10. График изменения частоты модуляции в синхронном алгоритме ШИМ

111

Для осуществления плавного перехода с одного участка синхронного алгоритма на соседний участок необходимо и достаточно состыковать в точке перехода мгновенные значения основной гармоники выходного напряжения инвертора.

7.4. Компенсация влияния «мертвого» времени

Одной из проблем электропривода с жестким законом коммутации инвертора, является влияние на его характеристики динамических неидеальностей ключей (запаздывания при включении и выключении, «мертвой» зоны в коммутации верхнего и нижнего ключей фазы инвертора). Результатом этого влияния является:

1)искажение формы выходного напряжения инвертора, приводящее к дополнительным пульсациям в токах, моменте, скорости;

2)недоиспользование напряжения источника питания инвертора;

3)возможность возникновения режима прерывистых токов.

Особенно сильно это влияние проявляется на повышенных частотах модуляции и при работе привода в области малых напряжений (на малых скоростях). С целью минимизировать влияние «мертвой» зоны

вмодуляторах применяются алгоритмы компенсации.

Вкачестве примера рассмотрим построение алгоритма компенсации «мертвой» зоны в фазе инвертора для активно-индуктивного характера нагрузки в рамках векторного способа формирования ШИМ [18]. Синтез алгоритма компенсации выполним по упрощенной методике, считая, что время включения и выключения транзисторов пренебрежимо мало в сравнении с интервалом «мертвой» зоны. Процессы, происходящие в фазе инвертора (рис.7.11) в зависимости от знака тока нагрузки, изображены на рис.7.12.

Рис.7.11. Схема фазы инвертора

112

На рисунках приняты следующие обозначения: U у — импульсный

сигнал управления фазой. В идеале в относительных единицах он должен совпадать с временной зависимостью желаемого потенциала на

выходе фазы ϕфж (то есть что задали на входе, то без искажений должны получить на выходе); U у1 ,U у2 — сигналы управления первым и вторым транзисторами фазы инвертора с учетом введения защитного интервала t0 в рамках концепции центрированной векторной ШИМ (т.е. симметрично относительно центра интервала нулевого вектора); ϕф — выходной потенциал фазы без учета алгоритма компенса-

113

ции «мертвой» зоны. Представлен в зависимости от знака тока нагрузки; U уk1 ,U уk2 — сигналы управления ключами фазы инвертора с уче-

том алгоритма компенсации «мертвой» зоны в зависимости от знака тока нагрузки. Они обеспечивают желаемую зависимость выходного

потенциала фазы; t1ид ,t2ид — время первого и второго переключения фазы идеального инвертора, отсчитанные от начала соответствующих полупериодов модуляции; t1VT1,t2VT1,t1VT 2 ,t2VT 2 — время переключений

сигналов управления транзисторами без учета алгоритма компенсации «мертвой» зоны;

t1VTk 1,t2VTk 1,t1VTk 2 ,t2VTk 2 — время переключений сигналов управления тран-

зисторами с учетом алгоритма компенсации «мертвой» зоны. В зависимости от тока нагрузки значения этих времен определяются следующими выражениями:

Для Iн > 0 :

Векторный модулятор с компенсацией «мертвой» зоны работает в соответствии со следующим алгоритмом:

1)Определяется сектор векторной диаграммы напряжений, в кото-

ром находится вектор Uz и его угловое положение относительно базовой границы сектора γu .

2)Рассчитывается время включения векторов напряжения идеального инвертора на следующем полупериоде модуляции по уравнени-

ям (7.6).

3)Выполняется коррекция времен включения векторов напряжения

идеального инвертора при выполнении условия t3 < tmin по

уравнениям (7.7), где tmin — минимально допустимая ширина импульса управления для данного типа инвертора.

4)Рассчитываются моменты коммутаций фаз идеального инвертора относительно середины нулевого вектора предыдущего полупериода модуляции t1aид ,t1bид ,t1cид в зависимости от номера сектора, в

114

где U z , U′z — векторы заданных напряжений до и после введения корректирующего сигнала; ∆t — временная задержка включения век-

тора, одинаковая для всех фаз; SIa , SIb , SIc — знаки токов в фазах А,В,С инвертора, принимающие значения 1 или -1.

7.5. Релейно-векторное формирование алгоритмов управления инвертором напряжения в замкнутом контуре тока статора

Рассмотренные выше способы формирования ШИМ с жесткими законами коммутации ключей позволяют синтезировать алгоритмы управления с высокими энергетическими характеристиками системы ПЧ – АД. Однако они имеют ряд недостатков.

1.Быстродействие регулирования токов статора и других переменных ограничено периодом модуляции инвертора. Повышенные требования к быстродействию привода могут приводить к неоправданному завышению частоты модуляции.

2.Процессы в приводе характеризуются повышенной чувствительность к неидеальностям инвертора напряжения и параметрам ста-

торной цепи.

Существенно повысить быстродействие и снизить чувствительность позволяет применение принципов релейно-векторного формирования алгоритмов управления инвертором напряжения в замкнутом контуре слежения за мгновенными значениями ошибок тока статора (без принудительной модуляции).

Один из наиболее простых вариантов реализации данных принципов представлен на рис.7.13.

Рис.7.13. Структурная схема релейного контура тока

Компоненты дискретного вектора управления формируются по уравнениям

116

где j = a,b,c ; δ — гистерезис релейного регулятора тока;

SrI (SIa , SIb , SIc ) — векторная дискретная функция токовых ошибок;

Iszj , Isj — компоненты векторов заданного и реального тока статора

( Irsz (Iaz , Ibz , Icz ) и Is (Ia , Ib , Ic ) соответственно).

Распределитель импульсов (РИ) осуществляет распределение сигналов управления по шести ключам инвертора с учетом формирования задержек в переключениях ключей одной фазы.

Основное достоинство этого способа – его простота. Основной недостаток – невысокие энергетические характеристики системы ПЧ – АД, связанные с дополнительными потерями от высокочастотных переключений.

Существенно снизить дополнительные потери позволяет оптимизация алгоритма коммутации ключей инвертора по энергетическим критериям. Задача синтеза ставится следующим образом: получить в замкнутом релейном контуре тока алгоритмы коммутации ключей инвертора, близкие по своим энергетическим показателям к оптимальным ШИМ с жестким законом коммутации.

В качестве примера рассмотрим один из вариантов решения этой задачи в рамках цифровой реализации релейного контура тока [14]. Структурная схема релейного контура тока представлена на рис.7.14.

Контур тока статора реализован в естественной системе координат (А,В,С). Представляет собой автономный элемент системы управления. Предназначен для применения в системах векторного управления электроприводом с асинхронным, вентильным, синхронным, синхрон- но-реактивным и другими типами трехфазных двигателей переменного тока.

Блок токовых ошибок осуществляет вычисление номера сектора ( Nsec I ) векторной диаграммы токовых ошибок (рис.7.15), которому

принадлежит вектор ошибки тока статора ∆Is (∆Ia , ∆Ib , ∆Ic ) , в соответствии с уравнениями (7.15), (7.16) и табл.7.1.

117

реальной величине входного напряжения инвертора (Ud ) в соответствии с уравнением

Сигналы управления инвертором U уa ,U уb ,U уc принимают логиче-

ские значения в зависимости от того, к какому полюсу источника питания должна быть подключена соответствующая фаза нагрузки: 1 — к положительному, 0— к отрицательному.

∆Ic = 0

Рис.7.15. Векторная диаграмма токовых ошибок

Основной задачей блока фильтрации (усреднения) является выделение из мгновенных значений фазных напряжений их медленных составляющих, содержащих информацию о векторе эквивалентного напряжения статора. Одним из эффективных вариантов реализации блока фильтрации является цифровой фильтр низких частот 2-го порядка: yn = Ayn−1 − Byn−2 +Cxn ,

ний; ε [0;1[ — параметр затухания); xn , yn — входной и выходной сигналы фильтра на n-м интервале дискретности.

119

Блок угловой коррекции эквивалентных напряжений минимизирует фазовые искажения, вносимые алгоритмом фильтрации. Точная угловая коррекция выполняется поворотом выходного вектора фильтра

U f на угол, обратный фазовому запаздыванию, внесенному фильтром:

где Urek — скорректированный по углу вектор выходного напряжения

фильтра; γ f (ωiz ) — угловое запаздывание, вносимое фильтром при

заданном значении частоты вращения вектора тока статора ωiz .

Реализация фазовой коррекции непосредственно по (7.18) нецелесообразна из-за повышенной трудоемкости вычислений. В целях уп-

рощения алгоритма коррекции представим Uek в следующем виде

(рис.7.16):

Uek =Uef + ∆Uk =Uef + jU f tg(γ f ).

Учитывая, что для малых углов tg(γ f ) ≈γ f , получим

Uek ≈Uef + jU f γ f .

jU f

∆Uk = jrU f tg(γ f )

Ukc

γ f Urf

Рис.7.16. К пояснению коррекции углового запаздывания

В системе координат (A,B,C) поворот вектора на угол π2 , соответ-

ствующий умножению на оператор j , можно представить в следующем виде:

120