Генератор синусоидального напряжения с мостом Вина

Генератор синусоидального напряжения с нефазосдвигающей обратной связью (мостом Вина-Робинсона) – наиболее простой схемотехнически и в анализе. На рисунке представлены принципиальная электрическая схема генератора, амплитудная и фазовая частотные характеристики RC-цепи ПОС.

Как видим, мостовая схема образована частотнозависимым R₁, R₂, C₁, C₂ – плечом и плечом из резисторов R₃, R₄. В диагональ моста включен дифференциальный вход ОУ. Плечо R₃, R₄, являющееся делителем напряжения, формирует отрицательную частотнонезависимую отрицательную обратную связь. Частотнозависимое плечо R₁, R₂, C₁, C₂, также являющееся делителем напряжения, обеспечивает ПОС.

Конденсатор C₃ – разделительный конденсатор, который не пропускает в нагрузку R_н постоянную составляющую выходного напряжения, обусловленную сдвигом нуля ОУ. Благодаря применению разделительного конденсатора C₃ нет необходимости в балансировке ОУ.

Г енератор синусоидального напряжения с мостом Вина-Робинсона, где а – принципиальная электрическая схема; б – амплитудно-частотная и в – фазочастотная характеристика R₁, R₂, C₁, C₂–цепи

Найдем передаточную функцию RC-цепочки ПОС

д елитель напряжения Z₁, Z₂ будет иметь коэффициент передачи

в котором Z₁(P)=R₁+1/PС₁, Z₂(P)=R₂||(1/PС₂),

и

Характеристическая функция позволяет найти коэффициент передачи элемента ПОС и сдвиг фаз между выходным и входным сигналами:

Положительная ОС возникает при φ_ос( )=0, что возможно при V( )=0, тогда

что позволяет найти искомую частоту

На этой частоте коэффициент передачи (затухания) цепи ПОС будет равен

Для практического использования схемы удобно принять R₁=R₂ и C₁=C₂, тогда f₀=1/2πR₁C₁ и β_ос=1/3.

Условие баланса амплитуды K∙β_ос≥1 выполняется при K ≥3.

Сопротивления R₃ и R₄ можно найти из выражений

R₃||R₄=R₂,

чтобы нейтрализовать влияние входных токов ОУ на сдвиг нуля ОУ.

Разделительный конденсатор C₃>>1/2πf₀R_н.

Для получения гарантированного незатухающего выходного напряжения коэффициент усиления K=1+R₄/R₃ должен быть незначительно больше трех настолько, чтобы амплитуда автоколебаний на выходе схемы составляла примерно 75 – 80 % от U_вых.max используемого ОУ при известном напряжении питания ±U_п1,2.

Н еинвертирующий усилитель постоянного тока.

балансировочная цепь R₄, R₅, R₆ участвует в формировании ООС, так как включена последовательно с резистором R₁. Поэтому коэффициент усиления по напряжению K ,

где R₄ = R₆ и предполагается, что баланс наступит при почти среднем положении подвижного контакта потенциометра R₅.

Если осуществляется балансировка схемы рассматриваемого усилителя, изменяется (незначительно) коэффициент передачи K. В прецизионной измерительной электронике этот факт имеет значение. Подобного явления в инвертирующей схеме нет.

Для подавления влияния входных токов на напряжение сдвига U_сдв требуется обеспечить равенство сопротивлений в цепях инвертирующего и неинвертирующего входов ОУ. С этой целью включен резистор R₃. Если внутреннее сопротивление R_г источника входного напряжения U_вх пренебрежимо мало, то это необходимо учитывать, включая резистор R₃.

Пусть R_г << R₃, тогда

Наконец, через балансировочную цепь R₄, R₅, R₆ течет сквозной ток где имеется в виду, что R₆ = R₄.

Получили систему трех уравнений с пятью неизвестными: R₁, R₂, R₃, R₄ = R₆, R₅. Для ее решения нужно учесть какие-то рекомендации или особенности, задать некоторые искомые величины.

Самая «свободная» величина в системе уравнений – это сопротивление R₃, так как оно не влияет на параметры усилителя, кроме входного сопротивления, но оно и без R₃, по-существу, безмерно большое. Поэтому R₃ следует находить в последнюю очередь из выражения (1.19).

Не следует делать R₂ слишком большим (более 1 Мом), так его величина согласно (1.15) сильно влияет на напряжение сдвига нуля U_сдв.

Ф ормирователь временного интервала (ФВИ) можно отнести к генераторам сигнала, представленного в виде одного прямоугольного импульса с точно заданной длительностью. Здесь импульсный сигнал несет информацию в величине интервала времени

ФВИ на интегральном ОУ схемотехнически очень похож на генератор прямоугольных импульсов на ОУ,. В ФВИ транзистор останавливает автоколебательный процесс и формирует устойчивое состояние ожидания (режим покоя). С приходом запускающего импульса ФВИ выходит из состояния покоя на время, которое и является формируемым интервалом времени.

Если на выходе появится отрицательное напряжение Uˉ_вых.m, заданное двуханодным стабилитроном VD2, p-n-p-транзистор VТ1 откроется и установит потенциал точки С на уровне U_кэ.нас транзистора. При этом напряжение Uˉ_А на неинвертирующем входе ОУ Uˉ_А=Uˉ_вых.m R₂/(R₁+R₂) будет удерживать схему в устойчивом состоянии неограниченное время

П усть в момент времени t₁ на вход схемы придет короткий управляющий импульс положительной полярности с амплитудой Uˉ_вх.m, большей Uˉ_А=Uˉ_вых.mR₂/(R₁+R₂). Тогда напряжение U_вх.m–Uˉ_А–U_кэ.нас будет положительным и вызовет переключение ОУ: U_вых=U⁺_вых. Напряжение U⁺_А будет поддерживать это новое состояние схемы, транзистор VT1 закроется и тем самым позволит конденсатору С₁ заряжаться через резистор R₃. Заряд конденсатора будет происходить до тех пор, пока не наступит равенство U_C1(t)=U⁺_А. В этот момент схема вернется в исходное состояние.

Сказанное выше можно представить в виде уравнения: где τ =R₃С₁

удобную для проектирования ФВИ формулу:

Некоторая погрешность в расчете, возникающая из-за пренебрежения величиной U_кэ.нас транзистора, не имеет практического значения.

Соотношения компонентов: R₃=R₁||R₂; R_вх=R₁||R₂, Диод VD1 защ-ет эммитерный переход транзистора VT1 от пробоя при U_вых=U⁺_вых.