Глава 6. Расчет каскадов передатчика с однополосной модуляцией. §1. Предварительные замечания

Однополосная модуляция (ОМ) имеет ряд существенных преимуществ перед другими видами модуляции, что позво­ляет считать ее одним из перспективных видов управления колебаниями при радиотелефонной связи. Отсутствие в спектре сигнала передатчика колебаний несущей частоты и второй боковой, сужение полосы пропускания приемника, отсутствие излучения и потребления мощности от источников в момент пауз позволяют в однополосном передатчике получить выигрыш по мощности в 16…20 раз по сравнению с передатчиком АМ. Существенным преимуществом систем связи с ОМ является малая ширина занимаемого спектра частот. При техническом осуществлении систем связи с ОМ возникают некоторые трудности.

1. Точность восстановления несущей частоты в приемнике должна быть очень высокой. Частота восстановленной несу­щей не должна отличаться от частоты подавленной в пере­датчике более чем на 10…20 Гц, так как в противном случае разборчивость передаваемого сообщения может быть недо­статочной. Все это свидетельствует о необходимости обеспе­чения высокой стабильности задающих генераторов. В систе­мах с ОМ, работающих в диапазонах километровых, гектометровых и декаметровых волн, необходимую стабильность можно обеспечить с помощью автономных кварцевых авто­генераторов с относительной нестабильностью не выше 10 ^-6.

В системах метровых и дециметровых волн для восста­новления несущих частот в приемнике необходимо применять специальные системы синхронизации с помощью пилот-сиг­нала, передаваемого вместе со спектром одной боковой по­лосы частот.

2. К передатчикам с ОМ предъявляются жесткие требо­вания в отношении степени подавления колебаний несущей и нерабочей боковой полосы частот. Это обусловлено, с одной стороны, стремлением использовать освобождаю­щуюся частотную полосу для второго канала (в многока­нальных передатчиках), а с другой, — уменьшением помех радиолиниям, работающим на соседних частотах. В много­канальных передатчиках нерабочая боковая полоса частот должна быть подавлена не менее чем на 60…70 дБ. В одноканальных передатчиках малой мощности степень подавле­ния может быть снижена до 30…35 дБ.

Однополосный передатчик имеет в своем составе следую­щие основные узлы: высокостабильный автогенератор (воз­будитель), тракт формирования однополосного сигнала и линейный усилительный тракт (предварительный усилитель и выходной каскад).

Следовательно, передатчик с ОМ отличается от передат­чиков с другими видами модуляции лишь наличием тракта формирования однополосного сигнала.

§2. Передатчики с формированием однополосного сигнала способом последовательных преобразований с фильтрацией

В основу данного способа формирования однополосного сигнала положено подавление колебаний несущей частоты и неиспользуемой боковой полосы частот с помощью фильт­рующих систем с последовательным повышением средней частоты спектра выделяемого сигнала до заданного значения (рабочего диапазона передатчика). Блок-схема передатчика с таким способом формирования представлена на рис. 24. Здесь же изображены спектральные диаграммы, поясняющие процесс преобразования сигналов по трактам.

В тракт формирования однополосного сигнала входят балансные модуляторы (БМ-1, БМ-2) и фильтры (Ф₁ и Ф₂). Основным назначением балансного модулятора является осу­ществление процесса амплитудной модуляции с подавлением колебаний несущей частоты. Следовательно, на выходе БМ в спектре сигнала содержатся лишь боковые полосы частот. Фильтр, стоящий после БМ, отделяет рабочую боковую по­лосу частот от неиспользуемой.

Необходимость нескольких последовательных преобразо­ваний в передатчике (на схеме рис. 24 - двух) обусловлена трудностью непосредственного отфильтрования из высоко­частотного амплитудно-модулированного сигнала ненужных частотных компонент с высокой степенью их подавления из-за близости их к полосе рабочего спектра частот. Поэтому для создания однополосного сигнала указанным методом в рабочем диапазоне передатчика приходится прибегать к последовательной модуляции нескольких поднесущих ча­стот (f₁ и f₂ на рис. 24), в результате чего боковые полосы постепенно раздвигаются, что облегчает задачу фильтрации.

В зависимости от рабочего диапазона передатчика и ти­па применяемых в нем фильтров число ступеней последова­тельных преобразований может быть различным.

При проектировании передатчиков с формированием однополосного сигнала способом последовательных преобразова­ний с фильтрацией необходимо, исходя из данных техниче­ского задания (диапазон рабочих частот, число телефонных каналов), выбрать тип фильтров. После этого можно опре­делить число ступеней балансной модуляции и составить блок-схему передатчика.

Существует в основном три типа полосовых фильтров, применяемых в аппаратуре с однополосной модуляцией: фильтры LС, кварцевые и электромеханические.

Рис. 24. Формирование однополосного сигнала методом фильтрации и повторной балансной амплитудной модуляции

Основными характеристиками подобных фильтров яв­ляются (см. рис. 25):

Рис. 25. Типовая амплитудно-частотная характеристика фильтра

1. полоса эффективно пропускаемых частот ;

2. максимально допустимое рабочее затухание α_0 max в полосе пропускания и минимально необходимое затухание α_0 min в полосе задерживания;

3. полоса фильтрации Δf_Ф;

4. крутизна характеристики в полосе фильтрации

а) Фильтры LС.

Элементами таких фильтров являются сосредоточенные ин­дуктивности и емкости. LС-фильтры могут обеспечить кру­тизну ската S=0.1 дБ/Гц только на сравнительно низких ча­стотах (не выше 50 кГц), следовательно, несущая частота первой ступени модуляции не должна превышать этой вели­чины. Несущая частота второй ступени модуляции выби­рается не выше 1 МГц. На этой ступени интервал между боковыми становится шире, (до 100… 200 кГц), и требуемая крутизна характеристики при заданной α_0 min=60 дБ, S=6·10 ^‑4 дБ/Гц. Следовательно, боковые полосы на выхо­де второй ступени могут быть отделены менее сложным фильтром (например, двухконтурным полосовым фильтром).

Если рабочая частота передатчика выше 1 МГц, то необходимо применять третью ступень балансной модуляции. При этом боковые полосы после этой ступени раздвигаются настолько, что их можно разделить с помощью одиночных колебательных контуров умеренной добротности Q<50, в ча­стности контуров последующих усилительных каскадов.

LС-фильтры недорого стоят, сравнительно несложны в настройке, однако имеют большие размеры, поэтому их целесообразно применять лишь в стационарных передатчиках. Одна из возможных схем полосовых LС‑фильтров, приме­няемых после первой ступени модуляции, изображена на рис. 26.

Рис. 26. Полосовой LC фильтр.

б) Пьезокристаллические (кварцевые) фильтры.

В пьезокристаллических фильтрах в качестве резонаторов. используются пластины кварца, высокая добротность кото­рых позволяет получить крутизну ската частотной характе­ристики не хуже S=0,3 дБ/Гц с относительной полосой пропускания .

Благодаря этому при использовании кварцевых фильтров удается повысить частоту первой ступени балансной моду­ляции до нескольких сотен килогерц. На частотах до 1 МГц нерабочая боковая полоса подавляется до 60 дБ, что дает возможность строить однополосный передатчик простым методом с одной ступенью модуляции. Одна из возможных схем таких фильтров изображена на рис. 27.

в) Электромеханические фильтры.

В качестве элементов подобных фильтров используются магнитострикционные вибраторы, играющие роль резонато­ров. По своим характеристикам электромеханические филь­тры не уступают кварцевым. Крутизна таких фильтров не менее 0,4 дБ/Гц, а относительная полоса пропускания . Изготовляются электромеханические фильтры на средние частоты от 50 до 100 кГц. По сравнению с кварцевыми они имеют малые габариты и вес и могут применяться в малогабаритных переносных радиостанциях.

Рис. 27. Схема фильтра с использованием кварцевых резонаторов

В качестве балансных модуляторов передатчиков с однополосной модуляцией применяются различные схемы, из ко­торых наибольшее распространение получили двойные ба­лансные, или кольцевые, преобразователи. Схема такого преобразователя изображена на рис. 28.

Рис. 28. Схема балансного амплитудного модулятора

В отличие от других типов кольцевой преобразователь обеспечивает эффективное преобразование спектра сигнала при минимальном количестве комбинационных частот. Если подобный преобразователь используется в первой ступени мо­дуляции, то на входной трансформатор Тр₁ от усилителя низкой частоты подается модулирующее напряжение U_mΩ, а также напряжение несущей от автогенератора. Спектр частот тока в нагрузке в этом случае содержит колебания комбинированных частот только вида , где n и m=0, 1,2...

Последующим фильтром выделяются колебания с частотами или .

Во второй ступени на трансформатор Тр₁, который будет уже высокочастотным, подается напряжение одной боковой полосы частот, сформированной на несущей частоте f₁.

В балансной схеме возможна асимметрия, причиной ко­торой служит разброс параметров диодов, а следствием - недостаточное подавление колебаний несущей частоты f₁. Для балансировки схемы включается потенциометр r_п.

Для расчета преобразователя используется обычно ку­сочно-линейная аппроксимация характеристик диодов, причем пренебрегают обратным током диодов. Кроме того, предпо­лагается, что амплитуда напряжения звуковой частоты мала по сравнению с амплитудой напряжения несущей частоты, и сопротивление диода определяется, главным образом, напряжением несущей частоты.

При выборе полупроводниковых диодов следует отдавать предпочтение диодам с возможно большим импульсом тока I_F max и малой величиной напряжения U₀, при котором возни­кает прямой ток.

После выбора типа диода из приложения 4 выписываются следующие параметры диода: U₀, сопротивление диода R_F в открытом состоянии, ток I_F max и напряжение U_F max.

1. Максимальное напряжение на диоде можно определить из формулы (если этой величины нет в справочнике) .

Величина U_F max должна быть равна сумме амплитуд на­пряжений несущей и модулирующей частот, подаваемых на диоды:

.

В целях уменьшения коэффициента нелинейных искаже­ний и уровня паразитных частотных компонент коэффициент модуляции на диодах берется достаточно малым не более 10%…20%.

Тогда

- амплитуда напряжения несущей частоты на диодах ,

- амплитуда напряжения модулирующего сигнала .

2. Амплитуда напряжения сигнала на вторичной обмотке трансформатора Тр₁ .

3. Угол отсечки тока диода .

4. Входное сопротивление диодного моста для источника модулирующего сигнала , где α₀ - функция угла отсечки.

5. Мощность источника модулирующего сигнала , где η_TP1 - КПД трансформатора Тр₁ (η_TP1=0.7…0.8). На эту мощность должен рассчитываться усилитель низкой частоты. Так как в проекте подобный расчет не предусмотрен, будем полагать, что известно его выходное сопротивление R_с. В транзисторных УНЧ величина не превышает 10 кОм. Тогда коэффициент трансформации входного трансформато­ра Тр₁ .

Активное сопротивление вторичной обмотки трансформатора , где С - коэффициент, зависящий от типа трансформатора (обычно С=0,7…0,8 - для трансформаторов с ма­лыми потоками подмагничивания).

6. Для обеспечения согласования выходного сопротивления преобразователя с сопротивлением нагрузки (с входным сопротивлением фильтра) необходимо определить коэффициент трансформации (степень связи) между вторичной и первичной обмотками выходного трансформатора Тр₂. Полагая выходное сопротивление диодного моста по току боковой частоты равным входному сопротивлению по току модулирующего сигнала, находим коэффициент трансформации Тр₂ , где - входное сопротивление фильтра. Для LС-фильтра R_ф=0.7…1.5 кОм. Для кварцевых или электромеханических R_ф=10…15 кОм.

Если рассчитывается преобразователь для второй ступени балансной модуляции, для которого входным сигналом яв­ляется напряжение боковой полосы частот, сформированной и первой ступени, то следует помнить, что оба трансформа­тора будут высокочастотными с коэффициентами взаимоиндукции, равными:

- для входного трансформатора , где R_c - выходное сопротивление предыдущего каскада (фильтра Ф₁ предыдущей ступени модуляции или усилительного каскада, включенного между сту­пенями модуляции); ; ω_min1 - наименьшая частота спектра преобразуемого сиг­нала,

- для выходного трансформатора , где R_н - сопротивление нагрузки (входное сопротивление фильтра или резонансного усилителя); ω_min2 - наименьшая частота спектра после преобразования.

7. Активное сопротивление первичной обмотки выходного трансформатора , η_TP2 - КПД высокочастотного трансформатора Тр₂ (η_TP2=0.65…0.75).

8. Входное сопротивление преобразователя в точках под­ключения генератора несущей частоты . Здесь - сопротивление диода для токов несущей частоты, α₁ - функция угла отсечки; r_n - сопротивление балансирующего потенциометра [величина его выбирается из соотношения ].

9. Мощность, на которую должен быть рассчитан гене­ратор .

10. Коэффициент передачи преобразователя .

11. Амплитуда напряжения боковой частоты на нагрузке

12. Мощность однополосного сигнала на выходе полосо­вого фильтра , где К_ф - коэффициент передачи фильтра по напряжению. К_ф легко определить, если известно затухание фильтра в по­лосе пропускания. Для LС-фильтра величина этого затуха­ния составляет 3…5 дБ. Для кварцевых и электромеханиче­ских – 5…8 дБ.

Расчет передатчика с данным методом формирования однополосного сигнала следует производить в следующем порядке:

1. Выбирается тип фильтров и строится блок-схема всего передатчика, причем количество каскадов усиления по напряжению и мощности не уточняется.

2. Рассчитываются каскады первой ступени модуляции, включая балансный преобразователь и автогенератор (методика расчета последнего приведена в гл. 4).

3. Если применяются, две и более ступени модуляции, рассчитываются каскады этих ступеней. В случае, если требуемое напряжение (мощность) модулирующего сигнала для второй ступени больше, чем напряжение (мощность) боковой полосы на выходе первой ступени, необходимо применить каскад усиления, расчет которого следует производить по методике гл. 2.

4. Рассчитывается выходной каскад передатчика по за­данной мощности в антенне, причем предполагается, что ре­жим этого каскада выбирается недонапряженным или критическим. Последовательность расчета приводится в гл. 2.

Заметим, что в однополосных передатчиках под мощно­стью понимаются не мощность в режиме несущей частоты, а мощность при максимальном уровне модулирующего сиг­нала. Это объясняется тем, что в режиме молчания однопо­лосный передатчик, в отличие от АМ- или ЧМ-передатчика, ничего не излучает. Если мощность возбуждения выходного каскада по расчету получается большей, чем выходная мощ­ность последней ступени модуляции, то необходимо приме­нять промежуточные каскады усиления. Необходимо помнить, что в тракте усиления однополосного сигнала умножители ча­стоты неприменимы, так как процесс умножения приводит к искажениям сигнала.