3.13. Розрахунок додаткового фільтра (l1, c9).

Як правило, пульсації на конденсаторі фільтра занадто великі для споживача, і доводиться їх додатково згладжувати. Для низьковольтних випадків використовується додатковий LC фільтр, а для високовольтних з низькими струмами – RC фільтр.

Розглянемо розрахунок LC фільтра як найбільш широко розповсюдженого. Для мінімального впливу на стабільність петлі зворотного зв'язку додатковий LC фільтр повинен мати як можна більш високу власну резонансну частоту, в усякому разі не менше 1/5 частоти перетворення. Крім того, занадто велика індуктивність призведе до збільшення розмірів дроселя і збільшення втрат в його обмотці від протікання вихідного струму.

Найпростіше розглядати фільтр як дільник напруги для пульсації на конденсаторі С₈, і, замінивши резистори дільника еквівалентними реактивними опорами L₁ і C₉, можна порахувати, яка буде пульсація вихідної напруги:

.

Для нашого прикладу можна вибрати дросель для SMT типорозміру 0805 (Ø8мм і висотою 5мм), Спочатку вибирається дросель, оскільки вибір більш обмежений – ми повинні враховувати гранично допустимий для нього струм, опір обмотки для збереження втрат на прийнятному рівні і габарити/ціну. В якості L₁ найзручніше використовувати готові дроселі на гантелеподібних сердечниках як найбільш дешеві і широко поширені.

індуктивністю 3.3μH, граничним струмом 4.6А і опором постійному струму 22mΩ. При цьому втрати в ньому складуть 88mW, що цілком прийнятно. Задамося величиною вихідних пульсацій в 50mV і вирішимо формулу для вихідних пульсацій щодо C₉:

.

Тобто алюмінієвий або танталовий конденсатор в 10μF цілком підійде в якості C₉, його ESR не важливий, оскільки пульсації струму малі.

Частота зрізу додаткового фільтра складе:

.

і буде перебувати в занадто високочастотної області і істотно не впливатиме на стійкість петлі зворотного зв'язку.

3.14. Розрахунок підсилювача помилки і його ланцюга (u3, r14, r15).

В якості підсилювача помилки в переважній більшості SMPS використовується інтегральна мікросхема TL431 і її клони (мікроспоживаючі, нізковольтові і т.д.).

Логіка роботи даної мікросхеми вкрай проста. Поки напруга на керуючому електроді не перевищує опорної напруги (для основної серії V_Ref. = 2.5V), струм через мікросхему не тече. По досягненні опорної напруги TL431 починає пропускати через себе струм з дуже високим коефіцієнтом підсилення.

Дільник на резисторах R₁₄, R₁₅ налаштовується таким чином, щоб при номінальній вихідній напрузі напруга на керуючому електроді в точності відповідала опорному.

Спочатку вибираємо резистор R₁₅. Його опір не повинен бути занадто великим щоб мінімізувати витік струму в керуючий електрод (4μA max.), і не занадто малим, щоб полегшити корекцію петлі зворотного зв'язку. Зазвичай використовують R₁₅ = 10K.

Далі розраховуємо опір резистора R₁₄:

.

Найближчий номінал з ряду E96 – 38.2K. Відповідно, вихідна напруга складе:

.

З урахуванням розкиду 1% резисторів і опорної напруги TL431 (2.44V…2.55V) наша вихідна напруга буде перебувати в межах 11.58V - 12.49V (тобто 12V±4%). Для збільшення точності вихідної напруги можна використовувати мікросхеми TL431A (c точністю опорної напруги ± 1%) або TL431B (± 0.5%).