3.3. Расчет согласующих цепей

Согласующие цепи должны обеспечить согласование подводящих линий с волновым сопротивлением Z₀ c комплексными сопротивлениями на входе и выходетранзистора.

В качестве согласующих цепей используются отрезки несимметричной микрополосковой линии (МПЛ), показанные на рис.3.5.

Рис. 3.5. Топология отрезка несимметричной микрополосковой линии: 1 – микрополосковый проводник шириной, толщинойи длиной; 2 – подложка с диэлектрической проницаемостьюи толщинойh; 3 – металлический экран.

Длина волны в МПЛ,

,

(3.21)

где – длина волны в свободном пространстве;

–эффективная диэлектрическая проницаемость (2.9)

Волновое (характеристическое) сопротивление МПЛ находится из выражения

(3.22)

Применение в интегральных микросхемах СВЧ подложек с большими значениями диэлектрической проницаемости делает целесообразным согласование комплексных сопротивлений с помощью цепей с распределенными параметрами.

Рассмотрим согласование двух комплексных нагрузок с помощью отрезков МПЛ.

Одношлейфовое согласование комплексных сопротивлений

Схема согласования с помощью одного отрезка линии является простейшей: степенями свободы здесь являются длина линии и ее волновое (характеристическое) сопротивление.

Отрезком МПЛ можно согласовать комплексное сопротивление генератора с комплексным сопротивлением нагрузки(рис. 3.6) если взять его волновое сопротивлениеравным [11]

Рис. 3.6. Одношлейфовое согласование комплексных сопротивлений

(3.23)

Длина отрезка l при этом должна быть равна

(3.24)

В этом случае отрезок МПЛ является трансформатором полных сопротивлений. Такое согласование называют одношлейфовым, а шлейф последовательным. При этом согласовании имеется ряд ограничений на согласуемые комплексные сопротивления. Поэтому полученные по формулам (3.23) и (3.24) параметры шлейфа не всегда реализуемы.

Двухшлейфовое согласование комплексных сопротивлений

Двухшлейфовое согласование комплексных сопротивлений более универсально и имеет меньше ограничений. Из теории длинных линий известно [11], что для МПЛ без потерь входное сопротивлений вычисляется по формуле:

,

(3.25)

где – волновое число.

Из выражения (3.25) видно, что для отрезков МПЛ длиной , гдевходное сопротивление активно и равно:

(3.26)

Если сопротивление генератора и нагрузкиактивны, то отрезок МПЛ длинойс волновым сопротивлением:

(3.27)

может использоваться для согласования активных сопротивлений.

Называется он четвертьволновым трансформатором сопротивлений и используется в качестве последовательного шлейфа при двухшлейфовом согласовании.

Если расчет по формуле (3.27) дает труднореализуемую величину (Ом илиОм), применяют двухступенчатый трансформатор, состоящий из двух последовательных отрезков МПЛ, равныхи.

Волновым сопротивлением первого отрезка задаются, а волновое сопротивление второго отрезка находят по формуле:

(3.28)

Из формулы (3.25) видно, что при длинах отрезков, не кратных входное сопротивление отрезка носит реактивный характер и зависит от его нагрузки.

Зависимость входного сопротивления отрезка МПЛ от его длины и нагрузки показана на рис.3.7 и рис.3.8.

Рис. 3.7. Зависимость входного сопротивления короткозамкнутой на одном конце МПЛ от ее длины.

На рис.3.7 представлена зависимость входного сопротивления короткозамкнутой на одном конце МПЛ от её длины. Здесь же показан характер реактивного сопротивления в зависимости от длины отрезка. Из рисунка видно, что при длинах, кратных, МПЛ эквивалентна параллельному или последовательному контуру.

На рис.3.8 аналогичные зависимости показаны для разомкнутой на конце МПЛ.

Рис. 3.8. Зависимость входного сопротивления разомкнутой на конце МПЛ от ее длины.

Короткозамкнутый отрезок МПЛ имеет входное сопротивление, равное:

(3.29)

Разомкнутый отрезок МПЛ имеет входное сопротивление, равное:

(3.30)

Такие отрезки используются в качестве параллельных шлейфов при двухшлейфовом согласовании.

Короткозамкнутый параллельный шлейф применяется для согласования (компенсации) реактивностей емкостного характера (отрицательных).

Разомкнутый параллельный шлейф применяется для согласования (компенсации) реактивностей индуктивного характера (положительных).

При расчетах шлейфа его волновым сопротивлением задаются из конструктивных соображений, а длину параллельного шлейфаl находят из формул (3.29) и (3.30).

Для короткозамкнутого шлейфа

(3.31)

Для разомкнутого шлейфа

(3.32)

Полученная из формул (3.31) или (3.32) длина шлейфа при этом получается несколько меньше , то есть его сопротивление носит индуктивный характер для короткозамкнутого отрезка (рис.3.7) и емкостной характер для разомкнутого отрезка (рис.3.8), что и используется для компенсации соответствующих реактивностей входного и выходного сопротивлений транзистора.

Если длина шлейфа получается труднореализуемой, например, слишком малой, длину шлейфа для короткозамкнутого шлейфа берут равной:

, ()

(3.33)

Для разомкнутого шлейфа:

, ()

(3.34)

При двухшлейфовом согласовании комплексное сопротивление генератора и нагрузкипересчитывают в проводимости (рис.3.9)

	(3.35)
	(3.36)

При расчете шлейфов по формулам (3.31) - (3.34) величины активных и реактивных сопротивлений (проводимостей) находят из формул (3.35) и (3.36).

Рис. 3.9. Двухшлейфовое согласование комплексных сопротивлений.

После определения входного и выходного сопротивления транзистора и расчета согласующих цепей схему широкополосного усилителя СВЧ (рис.3.3) можно считать рассчитанной. Необходимо переходить к расчету цепей питания транзистора по постоянному току.

3.4. Расчет цепей питания и смещения по постоянному току

Рассмотрим методику расчета цепей питания усилителя по постоянному току для двух схем: без обратной связи (рис.3.10а) и с обратной связью по току (рис.3.10б) [11].

Рис. 3.10.Схема транзисторного усилителя: без обратной (а) и с обратной связью(б) по току.

На рис.3.10 обозначено: – напряжение питания,– напряжение база-эмиттер,– сопротивление базового делителя,– сопротивление источника,и– сопротивление и емкость в цепи эмиттера,– напряжение на коллекторе.

Напряжениями ,В и током коллекторакак правило задаются (паспортные данные на транзистор).

Ток базы находят по формуле, где– коэффициент передачи по току в схеме с общим эмиттером.

Током делителя задаются из условия.

Сопротивления базового делителя находят по формуле:

(3.37) (3.38)

Внутреннее сопротивление источника определяют по формуле:

(3.39)

Сопротивление обратной связи рассчитывают по формуле:

,

(3.40)

где .

Емкость находят из условия, т.е..

После выполнения вышеприведенных расчетов приступают к разработке принципиальной электрической схемы усилителя.

На рис.3.11-3.12 приведены принципиальные электрические схемы широкополосного транзисторного усилителя СВЧ с цепями согласования на входе и на выходе и с цепями питания и смещения по постоянному току.

На рис.3.11 показана схема с одношлейфовым согласованием на входе и двухшлейфовым на выходе.

Рис.3.11. Принципиальная электрическая схема усилителя СВЧ с одношлейфовым согласованием на входе и двухшлейфовым на выходе.

На рис.3.12 приведена схема с двухшлейфовым согласованием на входе и выходе. Шлейф здесь выполняет функции согласующей цепи и в том числе дросселя одновременно.

Рис.3.12. Принципиальная электрическая схема усилителя СВЧ с двухшлейфовым согласованием на входе и на выходе.

Емкости конденсаторов () выбираются из условия, чтобы реактивное сопротивление конденсаторана высокой частоте было близко к нулю.

Построение узкополосных усилителей СВЧ с полосой пропускания в несколько процентов от центральной частоты и обеспечение устойчивости их работы требует решения ряда специфических задач.

Одно из возможных решений задачи заключается в формировании требуемых полос пропускания с помощью узкополосных фильтров сосредоточенной селекции СВЧ (ФСС), включаемых на входе или на выходе широкополосного усилителя. При этом целесообразно использовать транзисторный каскад с ОЭ в режиме двустороннего согласования, имеющий широкополосные характеристики. Если ФСС также согласован с линиями передач на входе и выходе, то характеристики транзистора и фильтра можно рассматривать раздельно. Это значительно упрощает методику расчета усилителя в целом.

Схема узкополосного транзисторного усилителя в этом случае показана на рис.3.13.

Рис. 3.13. Структурная схема узкополосного транзисторного усилителя.

Однако вне полосы пропускания фильтра указанное согласование отсутствует. Устранить возможность самовозбуждения в усилителях с ФСС можно, включая стабилизирующие цепи, не ухудшающие характеристик системы на рабочей частоте демпфирующие систему в потенциально неустойчивых областях. Методика расчета стабилизирующих цепей изложена в [11, 12].

В УРЧ преселектора приемника функции ФСС1 (рис.3.13) выполняет фильтр входной цепи приемника. При этом избирательность входной цепи по побочным каналам приема может быть распределена между ФСС1 и ФСС2. Структура фильтров в этом случае упрощается. Фильтр на входе усилителя улучшает помехоустойчивость приемника, предотвращая возникновение нелинейных искажений, обусловленных взаимодействием сигнала и помехи. Однако фильтр на входе вносит потери и ухудшает коэффициент шума приемника в целом. Требования к ФСС на входе усилителя значительно более жестки, чем для ФСС, используемом на выходе усилителя. Очевидно, что для фильтров преселектора с высокими требованиями по подавлению побочных (зеркальных) каналов приема построение их по схеме (рис.3.13) является оптимальным.

Принципиальная электрическая схема узкополосного УРЧ с одношлейфовым согласованием по входу и двухшлейфовым по выходу с гребенчатыми ФСС приведена на рис.3.14.

Рис. 3.14. Принципиальная электрическая схема узкополосного УРЧ СВЧ с гребенчатыми фильтрами.

На рис.3.15 приведена принципиальная схема узкополосного УРЧ с одношлейфовым согласованием по входу и двухшлейфовым по выходу с фильтрами на полуволновых разомкнутых параллельно связанных резонаторах.

Рис.3.15. Принципиальная электрическая схема узкополосного УРЧ СВЧ с фильтрами на полуволновых разомкнутых параллельно связанных резонаторах.