книги / Радиолокационные измерители дальности и скорости. [Т.1]
.pdf_ i t |
г |
|
|
|
|
.“°t+f ( v' +I W |
] - 4 " “‘ +I ('I;' - T K } « |
71 |
|
JU |
|
xe RL'w a^ |
. |
»4L' '"Я |
0 0 ^ ^ + ^ + ^ + ^ ,,, (6.1.13) |
Преобразуя (6.1.12) и (6.1.13) к виду (1.5.8), (1.5.9), получим:
идд |
^дСЦ Ду)'*"^ди> |
|
(6.1.14) |
V |
= KV( V - Уу) + 5„, |
|
(6.1.15) |
|
2пкг |
втп^к, |
(6.1.16) |
Кд=<1т 2 2 ’ Kv=q |
" % |
||
|
ТпсМ |
ТЛ2 |
|
q - отношение энергии сигнала к спектральной плотности шума; Kj и К2 - размерные коэффициенты, численно равные единице; £ди
и- белые шумы с известными спектральными плотностями Сди и GVM. В дальнейшем для оптимального фильтра оценивания компонент вектора х в качестве наблюдений будут использованы сигналы (6.1.14) и (6.1.15) на выходе дискриминаторов дальности
искорости, линейно зависящие от компонент вектора х и сопро вождаемые гауссовскими шумами.
Для измерения ускорения самолета-носителя ац, входящего в состав вектора состояния х, можно использовать акселерометр, ориентированный по линии визирования (оси антенны). Сигнал на его выходе можно аппроксимировать соотношением (3.8.15)
=Кван+ £аи> |
(6.1.17) |
где £аи - шум акселерометра, ка - размерный коэффициент. Следует отметить, что акселерометр измеряет собственное ус
корение самолета ан с ошибками, обусловленными различными факторами. В современных приборах все составляющие суммарной ошибки, кроме ошибок, вызванных смещением нуля акселеромет ра, скомпенсированы и ими пренебрегают. Шум акселерометра £ан, вызванный смещением нуля акселерометра, является корре лированным, однако, в силу того, что ошибки измерения собст венного ускорения самолета составляют десятые и сотые доли процента от измеряемой величины, шум акселерометра можно считать белым с нулевым МО и спектральной плотностью G^,.
Как уже отмечалось выше, для обеспечения критерия наблю даемости, в функциональной группе [Ду Vy] (6.1.5) необходимо на блюдение дальности Ду, которую можно измерять на выходе уст ройства расстановки стробов:
2ДУ = ИдуДу +£дуи> |
(6.1.18) |
гДе £дуи "* белый шум с нулевым МО и спектральной плотностью GflyH; Kw - размерный коэффициент.
Обобщив (6.1.14), (6.1.15), (6.1.17) и (6.1.18), наблюдаемый процесс х“ [\1дд и„ у Ъ д уzJ T можно представить системой уравнений:
^ДД —*^д(Д ~~Ду) ^ЭДИ» |
^ДУ ~ *^v(V —Vy) + ^VH, |
|
(6.1.19) |
2 ду — ^ д у Д у £дуи » |
^аи • |
В связи с тем, что уравнения состояния (6.1.4), заданной час ти (6.1.5) и наблюдений (6.1.19) линейны, шумы состояния и на блюдений гауссовские, то при квадратичном функционале качест ва будет справедлива теорема разделения (п. 1.9.3). В соответствии с данной теоремой для линейных систем с гауссовским шумом при квадратичных функционалах качества можно раздельно синтези ровать фильтр, необходимый для получения оптимальной оценки х вектора состояния и оптимальный вычислитель (регулятор), предназначенный для формирования вектора оптимального управ ления и. При этом текущие оценки х вектора состояния опреде ляются на основе уравнений, вытекающих из теории оптимальной линейной (калмановской) фильтрации, а вектор и оптимального управления - по алгоритмам СТОУ.
6 .1 .3 . Си н т е з к в а з и о п т и м а л ь н о г о р е г у л я т о р а
Для выполнения синтеза регулятора ИДС необходимо иметь модель управляемой части системы, выбрать минимизируемый функционал и конкретную процедуру формирования сигнала управления. Модель управляемой части ИДС определяется соот ношениями (6.1.5). Поскольку время работы БРЛС заранее неиз вестно, и отсутствуют особые требования к точности в конце её функционирования, то в качестве функционала целесообразно ис пользовать нетерминальную (интегральную) часть соотношения (1.9.7). При этом в качестве конечного момента времени tK целесо образно выбрать время окончания работы ИДС заведомо превы-
|
д-ду |
*1 |
|
|
|
tK |
\ °Тд-дУ |
+ u^Ku ►dt ► |
(6.1.20) |
||
= М- J |
v - v |
У |
о U v - v y. |
||
О |
. |
|
|
в котором 1д и 1у —коэффициенты, определяющие штрафы за точ ности слежения Ду за Д и Vy за V соответственно, Кц - коэффици ент, определяющий штраф за величину управляющего сигнала.
Для формирования сигнала оптимального управления и (1.10.16) необходимо определить матрицу Ру (1.10.17) и вектор ру (1.10.18). Так как ху является двумерным вектором, то матрица Ру и вектор ру в общем виде могут быть представлены следующим образом
Рд |
Рду |
Ру Рд |
(6.1.21) |
PVA |
Ру |
.ру. |
|
Сопоставляя (6.1.5) и (6.1.4) с (1.9.1) и (1.9.2), а (6.1.20) с (1.9.7) будем иметь:
Д
х У ” |
|
V |
|
|
|
|
хт |
u=uv, |
К=ки |
Ву |
9 |
||
|
|
а н |
|
|
|
|
|
|
|
|
\1в 0] |
(6.1.22) |
|
"1 |
0 0 0‘ |
1 |
0" |
"0 1‘ |
||
о 1 0 0 |
|
|
Д |
, Fv = |
0 0 |
|
, Ау = 0 1 , L = .0 *v_7 У |
||||||
Используя (6.1.21) и (6.1.22) в (1.10.16)—(1.10.19) получим |
||||||
uv = -bvKj^Jp^Ду +pvVy + pv]; |
|
(6.1.23) |
||||
рд=& Я _ ^ , |
Pfl(tK) = 0; |
|
(6.1.24) |
|||
|
Ku |
|
|
|
|
|
РдуРуд- ЬуРуРдуКц |
Рд, |
РдуО'к) |
Руд(^к) |
(6.1.25) |
||
Ру=РуЬуК“1 - (у - 2рДу, |
P v(tK) = 0; |
(6.1.26) |
||||
Рд =РдуЬуРуК'1 +1ЛД, |
|
Рд(tK) = 0; |
(6.1.27) |
где Ду, Vy, Д и V - оптимальные оценки Ду, Vy, Д и V,
При получении (6.1.27) и (6.1.28) было учтено, что из-за при менения в (6.1.20) матрицы А,. фактически используемая размер ность вектора хт определяется только компонентами Д и V.
Поскольку время tK окончания управления в (6.1.20) заранее выбрано заведомо большим, чем это требуется для функциониро вания потребителей информации ИДС, то рд, Рду, ру, рд и pv, ис пользуемые в (6.1.24)-(6.1.28), будут определяться установивши мися значениями решений данных уравнений, для которых
Рд=°* Рду=Руд=°* Ру=0- |
(6.1.29) |
Тогда из (6.1.24)-(6.1.26) имеем |
|
Рд ЬуРуРдуКц * |
(6.1.30) |
Рду=Руд= bv ^ дки ; |
(6.1.31) |
Ру= bv Jfav 2^дкиЬу )ки . |
(6.1.32) |
Продифференцировав (6.1.28) по времени, с учетом (6.1.27) и |
|
(6.1.29), получим |
|
PV = -гдд -рдуь^рук '1 +pvbyK„1pv, |
(6.1.33) |
|
А |
где при выводе было опущено слагаемое lvV , так как хт ограничи
вается размерностью ху и соответственно полагается Уот = 0. В
общем случае, решение неоднородного уравнения (6.1.33) может быть представлено в виде [19]:
Pv=РV4~^~РV01 |
(6.1.34) |
где ру,, - частное решение неоднородного уравнения (6.1.33), рУ0 - общее решение его однородной части, которое в установившемся режиме равно нулю.
Отыскание решения неоднородного уравнения будет проведено в классе функций
Руч=Ру=АД + BV, pv = AVOT, pv = 0. |
(6.1.35) |
Подставив (6.1.36) в (6.1.33), с учетом соотношений (6.1.31) и (6.1.32), после несложных преобразований получим:
В = -p v. |
(6.1.37) |
Заменив в (6.1.35) А и В их значениями из (6.1.36) и (6.1.37), имеем:
P, = -P .,A -P ,V . |
(6.1.38) |
Подставив значения pv, Рду и pv в (6.1.23) получим алгоритм функционирования регулятора:
uv = кд(Д- Ду) + KV(V - Vy), |
(6.1.39) |
где |
|
кд = ^дК”1, K V = ijlvк"1 + 2Ъ~1^1ук~1 |
(6.1.40) |
Анализ (6.1.39) и (6.1.40) позволяет сделать следующие за ключения:
регулятор представляет собой систему с ООС по всем управ ляемым координатам Ду и Vy;
для его функционирования необходим фильтр, формирующий оптимальные оценки Д, Ду и V , Vy;
сигнал управления зависит как от ошибок сопровождения по дальности Д-Ду, так и ошибок по скорости Vy-Vy;
вес ошибок в сигнале управления определяется соотношения ми /д/Кц и Zy/Ku штрафов за точность и экономичность слежения.
Следует подчеркнуть, что учёт в (6.1.39) ошибок сопровожде ния по скорости позволит сделать более устойчивым процесс со провождения интенсивно маневрирующих целей.
6.1.4.О п т и м и з а ц и я к о э ф ф и ц и е н то в ш т р а ф а ф у н к ц и о н а л а
КАЧЕСТВА
Нахождение оптимального соотношения коэффициентов штрафа функционала качества является одной из Наиболее слож ных задач при синтезе РЭСС на основе алгоритмов СТОУ. Выбран ные коэффициенты штрафов определют конкретное значение ми нимума функционала качества и степень оптимальности синтези руемой системы. В идеальном случае коэффициенты штрафов должны обеспечивать минимум-миниморум функционала, реали-
зуя тем самым режим работы РЭСС с максимально высокой точно стью при минимально возможных расходах энергии сигналов управления. В математическом плане задача отыскания таких ко эффициентов связана с нахождением глобального минимума функционала качества как функции многих переменных. Решение этой задачи является достаточно сложным и трудоемким даже с применением ЭВМ. В связи с этим на практике используют обыч но эмпирические способы нахождения коэффициентов штрафов, наиболее известный из которых основан на принципе равнопрочности [24]. Суть этого способа состоит в том, что произведения квадратов максимально допустимых ошибок слежения (либо дис персий) на соответствующие коэффициенты штрафов полагаются одинаковыми для всех отслеживаемых координат. Задаваясь мак симально допустимыми ошибками (дисперсиями) и одним из ко эффициентов штрафов можно определить приближённые значения коэффициентов штрафов по другим координатам. Аналогичным образом можно вычислить и коэффициенты штрафов за величину сигналов управления. Полученные таким образом коэффициенты затем уточняются в процессе моделирования синтезируемой РЭСС по результатам контроля ошибок слежения и величины управ ляющих сигналов.
Использование эмпирических способов, эффективность кото рых во многом зависит от опыта и интуиции проектировщика, как правило, позволяет методом проб и ошибок подобрать коэффици енты штрафов, обеспечивающих функционирование РЭСС с при емлемой точностью. Однако, в такой ситуации никогда нет уве ренности в том, что выбранное значение коэффициентов является наилучшим. Сложность задачи эмпирического выбора коэффици ентов штрафов усугубляется тем, что изменение штрафа по какойлибо отслеживаемой фазовой координате одновременно приводит не только к изменению точности отслеживания других, функцио нально связанных с ней координат, но и к изменению величины сигналов управления. В свою очередь, изменение штрафов за ве личину сигналов управления изменяет не только сами сигналы управления, но и приводит к изменению точности слежения.
В [39] предложена методика аналитического решения задачи отыскания коэффициентов штрафа, разработанная Меркуловым В.И. и Томилиным О.Н.. Эта методика позволяет найти значения штрафов, обеспечивающих максимально высокую точность регу лятора в установившемся режиме при заданных ограничениях на величины сигналов управления иу<идоп и постоянную времени Тр^Тр доп отработки ошибок захвата АД и AV. Здесь Тр доп - пре-
Коэффициенты штрафов должны быть такими, чтобы выпол нялось условие
тр<;трдоп. |
(6.1.51) |
Наряду с обеспечением условия (6.1.51), значениями /д, lv и ки должно гарантироваться формирование такого управляющего сиг нала uv, который бы не превосходил определенного допустимого значения и доп при любых неблагоприятных сочетаниях макси мально возможных ошибок слежения ДДтах и AV,^. Тогда на ос новании (6.1.39) можно получить:
ДДт«кд + AVmilxKv 2 Um(U.
Здесь
Нщах “ Ндоп AU,
где AU г- запас по сигналу управления, обусловленный возможно стью его возрастания за счет наличия ускорения цели, которое не учитывалось при получении (6.1.44). Рассчитывая на наихудший случай Uv^Umax, ЛДо=АДтах, AV0=AVmax и Тр= Тр доп на основании (6.1.39), получаем
Т р доп^у^шах |
ДДтах |
(6.1.52) |
|
K V = |
Тр доп^уДДи |
||
Тр доп^у^^тах |
|
||
Т b и |
|
-AV |
|
Ар д оп и у ^ т а х |
v max |
(6.1.53) |
|
кд = |
|
:М Д Я |
|
Тр доп^у^^тах |
|
|
|
Т р допиу |
|
Анализ (6.1.52) и (6.1.53) позволяет сделать следующие выво
ды.
Выбранные значения кд и KV реализуют максимальную точ ность слежения в установившемся режиме (ДД=0, AV=0) при за данных ограничениях сигнала управления и постоянной времени дальномера. При этом значения кд и KV зависят не только от пара метров Ъуследящей системы и накладываемых на нее ограничений идоп, Тр доп, но и от точности устройства поиска и обнаружения радиосигналов, которое обусловливает первоначальные ошибки АДо=АДтах и AV0=AVmax*
В рассматриваемом дальномере можно реализовать лишь по-
стоянные времени Тр доп ;> (дУт11Х+ >/AViLu + ^ и ^ Д Ц ) / bvUm« •
Это свидетельствует о том, что при прочих равных условиях для