Распространение радиоволн и антенно-фидерные устройства
..pdfДиэлектрические волноводы представляют собой сплошные или по-
лые диэлектрические стержни, вдоль которых распространяются электромаг-
нитные волны путем отражения и преломления их на границе раздела ди-
электрик-воздух. Такие волноводы относятся к открытым линиям передачи,
поскольку поле существует как внутри, так и вне стержня. Для круглого стержня (рис. 2.10) продольные компоненты поля в области (внутри стерж-
ня) с волновым числом k1 и в области II (вне стержня) с волновым числом k2
находятся из решения уравнений (2.16) с учетом гранич-
II |
k2 |
ных условий, обеспечивающих непрерывность поля на по- |
|||||||||||||||||||||||
|
|
||||||||||||||||||||||||
I |
k1 |
верхности r=a: Еz1= Еz2, Hφ1= Hφ2 или Нz1= Нz2, Еφ1= Еφ2. Ис- |
|||||||||||||||||||||||
Рис. 2.10. |
|
пользуя |
|
|
для |
областей |
I |
и |
|
II решения |
в |
виде |
|||||||||||||
|
|
|
= B J |
|
|
(χ r)e−iγz , |
|
|
|
= B H (2) |
(χ |
|
r)e−iγz , где |
H (2) |
(χ |
|
|
||||||||
Диэлектрический |
E |
z1 |
0 |
E |
z 2 |
2 |
2 |
r) – |
|||||||||||||||||
волновод. |
|
1 |
|
1 |
|
|
|
|
2 |
0 |
|
|
|
0 |
|
|
|||||||||
функция Ханкеля, получим граничные условия в виде |
|||||||||||||||||||||||||
|
|
||||||||||||||||||||||||
трансцендентного уравнения |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
J |
0 |
(χ a) |
ε |
χ |
|
H |
(2) |
(χ |
a) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
1 |
= ε |
a1 |
2 |
|
|
0 |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
J |
(χ a) |
a2 |
χ |
|
H |
(2) |
(χ |
a) |
, |
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
1 |
1 |
|
1 |
|
|
1 |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
решение которого позволяет найти постоянную распространения γ. Чтобы волна распространялась вдоль стержня, она должна иметь характер поверх-
ностной волны, т.е. χ2 должно быть мнимым ( χ22 < 0 ). При χ22 → 0 должно
быть J |
0 |
(χ a) = 0 , |
следовательно |
χ = ν0n , |
где ν0n– |
корни уравнения |
|||||||||
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
1 |
a |
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
J |
0 |
(χ a) = 0 . Учитывая, что γ2 = (k 2 |
− χ2 ) = (k |
2 |
− χ2 ) , при χ2 = 0 имеем |
||||||||||
|
|
1 |
|
|
|
|
1 |
1 |
|
2 |
2 |
2 |
|||
f0n |
= |
|
|
|
ν0n |
|
|
, а при χ22 → −∞ f |
→ ∞ , следовательно, волна ти- |
||||||
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
2πa εa1μa1 − εa2μa 2 |
|
|
|
|
|
па Е или Н может распространяться вдоль диэлектрического волновода, если частота колебаний f >f0n, где f0n имеет смысл критической частоты или ча-
стоты отсечки. Таким образом, в диэлектрическом волноводе может суще-
ствовать бесчисленное множество типов волн, причем каждый тип волны имеет свою критическую частоту; исключение составляет гибридная, т.е.
81
имеющая продольные составляющие как электрических, так и магнитных полей, волна типа НЕ11, не имеющая критической частоты. Структура поля этой волны приведена на рис. 2.11. Фазовая скорость волны в зависимости от радиуса стержня меняется от скорости света в окружающей среде до скоро-
сти света в среде, из которой выполнен стер-
жень.
Как видно из рисунка, электромагнитное по-
ле не ограничивается стенками стержня, а выхо-
Рис. 2.11. Поле волны НЕ11 в дит частично наружу. Это поле, связанное с
диэлектрическом волноводе.
внутренним полем стержня, движется вдоль его поверхности с фазовой скоростью, определяемой размерами стержня, ди-
электрической и магнитной проницаемостью стержня. Явление концентра-
ции энергии поверхностной волны над волноводной структурой используется в линиях поверхностных воли. Для уменьшения потерь можно вместо ди-
электрического стержня применять металлический стержень с диэлектриче-
ским покрытием пли так называемую периодическую структуру, например,
систему кольцевых канавок на металлическом стержне. Отрезки линий по-
верхностных волн широко используются в качестве элементов антенн бегу-
щей волны.
Диэлектрические волноводы находят применение для передачи сигналов в субмиллиметровом и оптическом диапазоне волн, где производство обычных металлических волноводов практически невозможно из-за очень малых по-
перечных размеров. В оптическом диапазоне такие волноводы, называемые световодами, представляют собой единичные волокна или пучки волокон.
Каждое волокно – это тонкая нить диаметром порядка 0,1 мм, изготовленная из специального стекла или полимера. Для уменьшения потерь на излучение,
т.е. для увеличения канализирующего действия световода, диэлектрическая проницаемость материала в поперечном сечении изменяется.
82
На рис. 2.12 приведены графики распределе-
ния коэффициента преломления в поперечном се-
чении световода и схемы распространения энер-
гии для двух случаев: а– двухслойное волокно, б–
градиентное волокно.
Электромагнитная волна, распространяющаяся по световоду, удерживается внутри сердцевины за счет полного внутреннего отражения на границе с
имеющей меньший показатель преломления оболочкой.
Передача энергии по световоду может производиться одним типом вол-
ны, чаще всего НЕ11 (одномодовый режим) или несколькими типами волн
(многомодовый режим). Для уменьшения потерь, а также для повышения надежности в оптических кабелях связи используют в качестве световода не моноволокно, а пучки из нескольких волокон. Чрезвычайно большая величи-
на частоты оптической несущей порядка 1014...1015 Гц, используемой в свето-
водах, открывает практически неограниченные возможности увеличения по-
тока информации по оптическим линиям передачи.
Коаксиальный фидер (коаксиал) относится к закрытым линиям пе-
редачи, в которых возможно распространение волн Т типа, и представляет собой металлический цилиндр диаметром d, расположенный соосно внутри металлической трубы с внутренним диаметром D. При отсутствии продоль-
ных составляющих поперечные компоненты поля удовлетворяют уравнениям Лапласа: Ñ2Е =0, Ñ2Н =0. В цилиндрической системе координат вследствие
аксиальной |
симметрии |
напряженность поля |
будет зависеть только от r, то- |
|||||||||||||
гда для |
|
поперечной |
|
компоненты электрического поля Еr |
имеем |
|||||||||||
|
1 ∂ |
∂E |
|
|
= 0 , откуда |
∂E |
r = |
E |
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
r |
|
r |
|
|
0 |
, где Е0 – |
некоторая константа. |
Магнит- |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
r ∂r |
∂r |
|
|
|
∂r |
r |
|
|
ное поле будет иметь поперечную составляющую Нφ=Еr/W0 (W0 – волновое сопротивление среды, заполняющей коаксиал). Структура поля Т волны в ко-
аксиальном фидере показана на рис. 2.12. Для волны типа Т можно одно-
83
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
D / 2 |
|
|
|
|
D / 2 dr |
d |
D |
|||||||
значно определить напряжение U = |
|
∫ Er dr = E0 ∫ |
|
= E0 |
|
ln |
|
, |
|||||||||||||||||||
r |
2 |
d |
|||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
d / 2 |
|
|
|
|
d / 2 |
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где Е0= Еr½r=d/2, и ток в каждом из провод- |
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2π |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ников I = ∫ Hϕdj. Учитывая, что Нφ= Еr/W0 |
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
Рис. 2.12. Поле Т волны в коаксиале. |
и |
|
Нφ |
|
не |
|
зависит |
от |
|
φ, имеем |
|||||||||||||||||
I = E |
2π |
|
d |
ln |
D |
. Таким образом, волновое сопротивление коаксиального |
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||
0 |
W 2 |
d |
|||||||||||||||||||||||||
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
фидера с волной Т типа равно |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
W |
= |
U |
= |
W0 |
ln |
D |
= |
60 |
|
ln |
D |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
d . |
|
|
|
|
(2.17) |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
0л |
|
I 2π |
|
|
d |
|
ε |
|
|
|
|
Погонные параметры линии можно определить, используя энергетические соотношения для бегущей вдоль линии волны. Средняя за период плотность энергии в бегущей Т волне равна
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
′ |
|
I |
2 ′ |
|
|
|
|
2 |
|
|
′ |
|
U |
2 |
′ |
|
U |
2 |
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
′ ′ |
|
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
v=ve +vm = |
U C |
|
|
+ |
L |
= |
U C |
|
|
+ |
L |
= |
|
|
. |
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
L C |
|
||||||||||
|
|
|
4 |
|
|
|
4 |
|
|
|
|
4 |
|
|
|
4W 2 |
|
2W |
|
|||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0л |
|
|
0л |
|
|
|
|
|
|
Мощность, переносимая волной вдоль линии, равна Р = vv, где v – |
скорость |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||
волны. С другой стороны, средняя за период мощность Р = U 2 /2W0л. Таким |
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
v = 1 |
|
′ ′ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
и g= w/v= w |
|
′ |
|
′ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||
образом, |
L C |
|
|
. Умножив и разделив левую часть на |
||||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
L C |
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||
|
|
и учитывая, что в диэлектрике v = c |
|
|
, получаем: |
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||
|
C′ |
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
ε |
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
C¢ = |
|
cW |
|
= e×10−10 |
1,8ln(D / d ) [Ф/м] = 55,6e ln(D / d ) [пФ/м] . |
|
||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
e |
|
(2.18) |
||||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
0л |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Для погонной индуктивности имеем |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||
|
|
L¢ = e C¢c2 = 0, 2 ×10−6 ln(D / d ) [Гн/м] = 0, 2 ln(D / d ) [мкГн/м]. |
(2.19) |
Эквивалентная схема идеальной линии с Т волной представлена на рис. 2.13а. В реальных линиях передачи существуют потери энергии в металле и в диэлектрике, заполняющем линию. Потери в металле можно учесть введени-
ем в эквивалентную схему погонного сопротивления R¢, а потери в диэлек-
трике введением погонной проводимости G′. Схема линии с потерями приве-
84
дена на рис. 2.13б.
а) |
б) |
Рис. 2.13. Эквивалентная схема линии передачи с Т волной.
При наличии потерь L′ и C′ становятся комплексными величинами:
|
|
|
R |
′ |
|
|
|
′ |
|
||
% |
|
|
|
% |
G |
||||||
L′ = L′ 1 |
− i |
|
′ |
|
, |
C′ = C′ 1−i |
′ |
|
, вследствие чего постоянная распространения |
||
|
|
|
ωL |
|
|
|
ωC |
|
волны в такой линии также становится комплексной
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
% |
′ |
R ′ |
′ |
G ′ |
|
|
|
R ′ |
G ′ |
|
|
|||||||
|
|
C |
|
|
|
=β0 |
1−i |
|
|
1−i |
|
|
, |
(2.20) |
||||
′ |
|
′ |
′ |
|
′ |
|||||||||||||
γ =β−iα = ω |
L 1−i |
1−i |
ωC |
ωC |
||||||||||||||
|
|
ωL |
|
|
|
|
|
|
ωL |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где β0 = ω |
′ |
′ |
– |
постоянная распространения волны в линии без потерь. |
L C |
|
Потери мощности в металле определяются величиной R′=Rs/p, где p – пери-
метр проводника. Для коаксиала в качестве проводников обычно использу-
ются диамагнетики (μ =1), тогда погонное сопротивление равно
R′ = |
Rs |
+ |
Rs |
= |
Rs (d + D) |
= |
(d + D) |
|
|
ωμ0 |
|
. |
(2.21) |
|
πD |
πdD |
|
|
|||||||||
|
πd |
|
|
πdD 2σм |
|
Учитывая, что мощность Р′, теряемая в проводах на единицу длины, равна
Р′=α|I|2W0лe–2 α |
или Р′=|I|2R′e–2 α/2, |
для коэффициента затухания в металле |
||||||||||||
|
′ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(d + D) |
|
ωμ0 . |
|
|
|
|
|
|
||||
имеем α = |
R |
= |
|
Погонный коэффициент затухания из-за по- |
||||||||||
|
|
|||||||||||||
м |
2W0л |
|
2πdDW0л 2σм |
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
терь в металле равен |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1,39(d + D) |
|
|
|
|
|
|
|
|
′ |
= 10lg e |
−2αм |
= |
|
ωμ0 |
|
|||||
|
|
|
|
|
dDW |
|
2σ дБ/м. |
(2.22) |
||||||
|
|
|
αм |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0л |
|
м |
|
Эта функция имеет минимум при D/d 3,6. Для уменьшения αм следует уве-
личивать диаметры проводов, но при этом уменьшается верхняя граница ра-
бочего диапазона частот, т.к. при λ<π(D+d)/2 возможно появление волн высших типов.
85
Коэффициент затухания, обусловленный потерями в диэлектрике, опре-
деляется из соотношения P′ = α |
|
|
U |
|
2 |
e−2α = |
|
|
U |
|
2 G ′ |
e−2α , откуда следует |
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
W0л |
2 |
|
αд= G′W0л/2. При наличии потерь ε% =εа(1– itgδ). Подставив в (1.30) и учиты-
вая, что у диэлектриков, используемых для заполнения фидеров tgδ<<1, по-
|
|
|
|
(1 − i |
tgδ |
) |
|
|
|
|
|
|
|
|
ε |
|
% |
|
G′ |
||||
|
|
|
|
|
|||||||
|
C′ |
|
a |
2 |
|
|
|||||
лучим |
|
|
|
|
. Сопоставив с формулой |
C′ = C′ 1− i |
|
, имеем |
|||
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
cW0л |
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
ωC′ |
|
β0tgδ |
|
π |
ε |
tgδ |
|
|
|
π |
|
|
G′ = |
= |
. Следовательно: |
αд |
= |
ε |
tgδ , где λ0 – длина волны в |
|||||
2W0л |
λ0W0л |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
λ0 |
свободном пространстве. Погонный коэффициент затухания в диэлектрике равен
α′д |
= 10 lg e |
−2αд = |
27,3 |
ε |
|
tgδ дБ/м. |
(2.23) |
|
|
|
|||||
|
|
|
λ0 |
|
Полные потери в фидере равны сумме потерь в металле и потерь в диэлек-
трике, таким образом, α = αм+ αд и α′= α′м+ α′д. Потери можно характеризо-
вать коэффициентом полезного действия фидера ηф, который для фи-
дера, согласованного с нагрузкой, определяется соотношением ηф= Рн/Рвх=е–
0,23α′l, где Рн – мощность, выделяемая в нагрузке, Рвх – |
мощность на входе, l – |
||||||||
длина фидера, α′ – |
погонный коэффициент затухания. |
|
|
||||||
Учитывая, что R′/ωL′=2αм/β0 и G ′/ωC ′=2αд/β0, представим (2.20) в виде |
|||||||||
|
|
|
|
β 2α 2 |
α2 |
||||
γ =β−iα=β0 1−i |
2α |
||||||||
β β0 −iα+ 8 |
β +..., откуда следует β β0 + 2β +.... Таким об- |
||||||||
% |
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
0 |
0 |
|
||
|
|
|
|
|
разом, наличие потерь приводит к дополнительному уменьшению длины волны в фидере.
Предельная мощность в коаксиальном фидере, соответствующая началу электрического пробоя, определяется соотношением
86
|
|
|
|
|
|
|
|
D |
|
|
|
|
Uпред2 |
= |
Eпред2 |
|
εd 2 ln |
|
|
||
Pпред |
= |
|
d |
, |
(2.24) |
|||||
2W0л |
|
240 |
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
где для воздуха Епред= 30 кВ/см. В зависимости от типа диэлектрика, геомет-
рических размеров и частоты колебаний затухание в коаксиальных линиях
колеблется в пределах от 0,005 до 1,5дБ/м, а рабочее напряжение — от 1 до
10 кВ.
Двухпроводная линия передачи относится к линиям открытого ти-
па, поскольку часть поля Т волны существует в пространстве, окружающем линию. Такая линия состоит из двух параллельных проводов диаметром d,
расположенных на расстоянии D<<λ друг от друга. Поперечное сечение и
|
|
|
|
|
структура поля |
двухпроводной линии по- |
|||||||||||
d |
D |
|
казаны на рис. 2.14. |
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
При D>>d напряжение между прово- |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
дами и ток в каждом из проводов опреде- |
||||||||||||
Рис. 2.14. Двухпроводная линия. |
|
ляются соотношениями |
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
D−d / 2 |
d /2 |
D−d / 2 |
dr |
|
d |
|
2D−d |
|
2π |
|
d |
|
2D − d |
|
|||
U = ∫ Erdr − ∫ Erdr = 2E0 |
∫ |
= 2E0 |
ln |
, I = E0 |
|
ln |
, |
||||||||||
r |
|
d |
|||||||||||||||
|
|
|
|
||||||||||||||
d /2 |
D−d / 2 |
d /2 |
2 |
W 2 |
|
d |
|||||||||||
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
и волновое сопротивление двухпроводной линии заполненной диэлектриком
(μ=1) равно
W |
= |
U |
= |
120 |
|
ln |
2D−d |
. |
||||
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
||||||||||
0л |
|
|
I |
|
|
ε |
|
d |
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
Для воздуха (ε=1): |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
W |
|
|
= 120 ln |
2D − d |
. |
(2.25) |
||||||
л |
|
|
||||||||||
0 |
|
|
|
|
|
|
|
d |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
При D<5d следует учитывать эффект близости (неравномерность распреде-
|
|
|
120 |
|
|
D |
|
1 + |
D |
2 |
|
||
ления заряда по периметру проводов), тогда W |
|
= |
|
ln |
+ |
|
. |
||||||
л |
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
||||||||||
0 |
|
|
ε |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
d |
|
d |
|
|
Погонные параметры двухпроводной линии рассчитываются по формулам:
87
C′ = |
|
cW |
|
[Ф/м] = 3336 |
|
|
W |
|
[пФ/м] , |
|
|||||||
ε |
|
ε |
л |
|
|||||||||||||
|
|
|
|
0л |
|
|
|
|
0 |
|
|
||||||
L¢ = e C ¢c2[Гн/м] = 3,33×10−3W |
[мкГн/м] , |
(2.26) |
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0л |
|
|
|
||
|
|
|
2R |
|
|
|
1,265 ×10−3 |
|
|
|
|
|
|
||||
R¢ = |
s |
= |
|
f |
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
[Ом/м] . |
|
||||||||
pd |
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
d |
sм |
|
|
|
В открытых линиях кроме потерь в диэлектрике и металле существенную роль могут играть потери на излучение. Это обусловлено тем, что участок линии длиной l (при l<<λ) можно рассматривать как систему двух элементар-
ных противофазных излучателей, разнесенных на расстояние D. Если линия ориентирована вдоль оси z, то излучаемое участком линии поле равно разно-
сти полей Ее, излучаемых каждым элементарным излучателем:
Еθl=Ее(1– е–ikD cosφ) » iEеkDcosφ.
Мощность, теряемая участком линии на излучение, равна РΣ = Р0(1– |
е–2 αΣl) |
»2aΣlР0=aΣlI2W0л. Излученная этим участком мощность |
равна |
PΣ = |
|
1 |
|
∫ |
| Eθl |
|2 |
ds . |
Учитывая, |
|
что |
для элементарного |
излучателя |
||||||||||||||||||||||||
|
2 |
|
W |
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
S |
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ee |
|
|
= W0 Iklsinθ / 4πr , имеем: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
1 W0I |
2 |
(kl) |
2 |
(kD) |
2 2π |
|
|
π |
|
|
|
|
|
1 W0I |
2 |
(kl) |
2 |
(kD) |
2 |
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
∫ |
2 |
|
∫ |
|
3 |
2 |
|
|
|
|
|
|
2 |
||||||||||||||
|
PΣ |
= |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
cos |
j |
sin q r |
djdq = |
|
|
|
|
|
|
|
|
= aΣlI W0л , |
||||||||
|
2 |
|
|
|
(4p)2r2 |
|
2 |
|
|
|
12p |
|
|
|||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
откуда коэффициент затухания на единицу длины линии за счет излучения составляет
a¢Σ @ |
320 |
pD 2 |
|
||||
|
|
|
l2 |
. |
(2.27 |
||
W0л |
|||||||
|
|
|
|
Погонные коэффициенты затухания в диэлектрике и металле равны соответ-
ственно
a¢д |
= |
27,3 e |
tgd и α′м = |
95,67 |
|
|
. |
(2.28) |
|
|
dW0 л λσ |
|
|
||||||
|
|
l |
м |
|
Из (2.27) видно, что потери на излучение в открытых двухпроводных линиях очень быстро растут с увеличением частоты. Для передачи мощных сигна-
88
лов, когда расстояние между проводами должно быть более 0,1м, такие ли-
нии используются на частотах ниже 30 МГц. Уменьшить потери на излуче-
ние можно за счет уменьшения расстояния между проводами и перекрещи-
вания проводов через определенные промежутки, чтобы соседние участки линии излучали в противофазе. Эти приемы используются для передачи сла-
бых сигналов в двухпроводных линиях типа витая пара, полоса пропускания которых может достигать сотен МГц.
Полосковая линия представляет собой систему из двух или несколь-
ких металлических полос, вдоль которых распространяется электромагнит-
ная волна. Роль одной из этих полос может играть металлический экран. К
наиболее распространенным типам полосковых линий относятся [3]: симмет-
ричная полосковая линия (СПЛ), несимметричная полосковая линия (НПЛ),
щелевая линия (ЩЛ) и копланарная линия (КЛ). В большинстве случаев эти линии делаются в виде тонких металлических слоев (полосок и экран), нане-
сенных на диэлектрическую пластину (подложку). Поперечные сечения по-
лосковых линий передачи приведены на рис. 2.15.
|
|
h |
|
|
|
|
полосок |
|
b |
|
l |
|
s |
|
l |
|
|
|
l |
|
s |
|
b |
|
s |
|
l |
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
b |
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||||||||
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
||
|
|
h |
|
|
|
подложка |
|
|
|
|
h |
|
|
щель |
|
|
h |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
h |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
экран |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
СПЛ |
|
|
НПЛ |
|
|
|
ЩЛ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
КЛ |
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 2. 15. Поперечные сечения полосковых линий передачи. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
В полосковых линиях распространяется волна, близкая к поперечной волне типа Т (квази Т-волна). Структура поля в поперечном сечении полос-
ковых линий показана на рис. 2.16. Расчет поля для определения погонных параметров полосковых линий достаточно сложен и обычно производится методом конформных отображений.
а) |
б) |
в) |
г) |
Рис. 2.16. КвазиТ-волна в полосковых линиях передачи: а) СПЛ, б) НПЛ, в) ЩЛ, г) КЛ.
С погрешностью не более 3% волновое сопротивление СПЛ может быть
89
вычислено по формулам
W = |
200 |
|
|
h − t |
при b / h < 2, W = |
200 |
|
|
h − t |
при b / h > 2. |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
сл |
ε b + h |
сл |
ε b + h − t |
|
||||||||
|
|
|
|
|
Для НПЛ волновое сопротивление рассчитывают по формулам
W = |
100 |
π h − t |
при b / h < 2, W = |
100 |
π |
|
h − t |
при b / h > 2. |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
нл |
ε b + h |
нл |
ε b + h − t |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(2.29)
(2.30)
НПЛ, ЩЛ и КЛ относятся к открытым линиям, поскольку часть поля находится вне поперечного сечения полосковых линий. На рис. 2.17 в каче-
стве примера показано распределение потока мощности в НПЛ. Чтобы вся мощность переносилась вдоль линии, ширина экрана bэ должна быть существенно больше ширины полоска, т.е. необходимо выполнять
Рис. 2.17. Распределение потока условие bэ>3b или bэ>b+5h.
мощности в НПЛ при b =2h.
Полосковые линии передачи получили в последнее время широкое распространение в качестве элементов конструк-
ций различных устройств СВЧ. Вследствие этого размеры устройств на осно-
ве полосковых линий меньше, а их вес и стоимость производства значитель-
но снижаются. Главные недостатки полосковых линий – относительно боль-
шое затухание и в несколько раз меньшая, чем у прямоугольного волновода,
предельная мощность.
Наряду с полосковыми линиями передачи используются также щелевые и копланарные линии. Щелевая линия представляет собой узкую щель в тонком проводящем слое, нанесенном на одной стороне диэлектрического основания (рис. 2.16в) . Структура электромагнитного поля отличается от структуры поля поперечной волны типа Т, в щелевой линии распространяет-
ся также волна типа Н10, имеющая продольную и поперечную составляющие магнитного поля. Благодаря этому в щелевой линии существуют области с эллиптической поляризацией магнитного поля, что позволяет использовать ее для конструирования невзаимных ферритовых устройств (вентилей, фазо-
вращателей). Достоинством щелевых линий является удобство присоедине-
90