556_Sovremennye_problemy_telekommunikatsij_2014_

СПОСОБЫ СОХРАНЕНИЯ ФОРМЫ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ ПРИ ЭЛЕКТРОННОМ СКАНИРОВАНИИ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ

Гончарова К.А., Петров В.П. СибГУТИ, Новосибирск

Радио-обзор пространства антенными системами в режиме приема/передачи имеет большое практическое значение для различных служб – радиолокации, радиосвязи, радионавигации, радиопротиводействия. Такой обзор (сканирование) выполняется антеннами с управляемым положением главного лепестка диаграммы направленности (ДН) антенны. Возможны два способа – механический поворот антенны и электронное сканирование без изменения положения антенны. Последний способ имеет очевидные преимущества и находит наибольшее применение.

Опыт показал, что электронное сканирование удобно осуществлять с помощью многоэлементных антенных решеток.

Существует несколько видов сканирования, выбор которых определяется назначением радиосистемы и условиями применения. Антенная решетка (АР), осуществляющая сканирование имеет несколько параметров, изменение которых приводит к изменению положения главного лепестка ДН в пространстве.

АР, у которых производится непрерывное изменение фаз питающих элементы решеток токов, называются фазированными антенными решетками (ФАР) с непрерывным фазовым сканированием. АР, у которых фазы питающих токов изменяются дискретно, называются АР с коммутационным сканированием. АР, у которых фазовое распределение регулируется путем изменения рабочей частоты, называются АР с частотным сканированием. В последнее время всё большее применение находят АР с цифровой обработкой сигналов, поступающих от элементов антенной решетки. Такие АР обобщают выше перечисленные типы и обеспечивают дополнительные возможности: адаптируются к помеховой обстановке, увеличивают отношение сигнал/помеха, уменьшают уровень боковых лепестков, обеспечивают сверхразрешение при определении направления прихода сигналов.

Сканирование может быть одномерным (положение главного лепестка изменяется только по одной угловой координате) и двумерным (положение главного лепестка изменяется по обеим угловым координатам).

При всех видах сканирования, кроме цифрового, происходит изменение формы главного лепестка, уменьшение коэффициента направленности (КНД) решетки и сужение сектора сканирования по сравнению c потенциальным. Наиболее узкая диаграмма направленности формируется при синфазном питании элементов решетки, при котором основной лепесток ориентируется в плоскости, ортогональной оси решетки. При изменении разности фаз между

41

соседними элементами решетки на ψ главный лепесток отклоняется на угол θ0, определяемый уравнением sinθ0 = ψλ/2πd.

Сектор сканирования θ0max, при котором сохраняется единственный главный лепесток и не возникает вторичных, определяется условием:

d/λ 1/(1 + sinθ0max).

Вприведенных формулах λ – рабочая длина волны, d – расстояние между соседними элементами решетки.

Вдокладе исследуются искажения главного лепестка ДН и даются рекомендации по уменьшению искажений. Кроме того, исследуется вопрос о допустимой частоте сканирования, которая также приводит к искажениям из-за нестационарных процессов в антенне. Анализируются причины искажений и приводятся формулы для допустимой критической частоты сканирования при различных факторах искажения фазовой характеристики по апертуре антенны.

МЕТОД РАСЧЕТА ЦИЛИНДРИЧЕСКИХ ЗЕРКАЛЬНЫХ АНТЕНН

Каньшин Н.Г., Телешева А.Н. СибГУТИ, Новосибирск

В докладе рассматривается вопрос о расчете характеристик цилиндрической зеркальной антенны. Зеркальные антенны в настоящее время получили широкое распространение благодаря простой конструкции и возможности получения диаграммы направленности любого типа. Они также имеют высокий КПД и обладают хорошими диапазонными свойствами. Типичными представителями зеркальных антенн являются параболические антенны в виде параболоида вращения и антенны в виде параболического цилиндра. Первый тип антенны возбуждается слабонаправленным облучателем (например, рупором), а параболический цилиндр возбуждается линейной антенной, помещенной на фокальной линии параллельно образующим цилиндра [1]. Наличие облучателя с продольной поляризацией поля по апертуре не имеет кросс поляризационной составляющей.

Суммарное поле зеркальной антенны есть результат сложения поля излучения, создаваемого облучателем, и поля излучения создаваемого поверхностными токами на поверхности, например, цилиндрического параболоида. Строгое определение поверхностных токов и, следовательно, диаграммы направленности антенны сводится к решению дифракционной задачи, которая является сложной с математической стороны и до сих пор не решена в общем виде. В настоящее время наиболее точные результаты получены путем применения прямых численных методов[2]. Приближенные методы (апертурный и токовый) определения характеристик зеркальных антенн являются более простыми и наглядными, но в то же время нуждаются в сопоставлении их результатов с более точными результатами для выяснения пределов расхождений, что при расчете дальних лепестков ДН погрешность может быть значительной.

42

При рассмотрении антенны в виде параболического цилиндра предлагается еще один метод решения. Суть этого метода заключается в следующем. Сплошная поверхность цилиндра заменяется сеткой из металлических проводов, расположенных параллельно. В качестве облучателя используется линейный проводник, расположенный в продольном направлении в фокусе антенны.

Замена основана на свойстве сетки из параллельных проводников экранировать электромагнитную волну с продольной поляризацией. В работе [3] показано, что в случае d<λ поле быстро затухает по экспоненциальному закону. Задача решается следующим образом. Как показано на рисунке на

возбуждающий провод (облучатель) расположен в фокусе (в точке у=уа, х=ха). Под влиянием падающего поля (поля облучателя) во всех проводах наводятся токи, которые являются источником вторичного поля излучения каждого провода. Поле излучения провода, находящегося в точке Qn (xn,yn)

записывается в виде формулы (хn2+ yn2=ρn):

Аналогично записывается выражение для поля излучения возбуждающего проводника (облучателя). Результирующее поле излучения определяется суммированием полей излучения всех проводников, причем амплитуды полей Аn находятся из системы уравнений, получаемых путем наложения граничных условий на каждом из проводников. Граничные условия заключаются в том, что продольная составляющая суммарного электрического поля должна равняться нулю.

Предлагаемый метод замены сплошной металлической поверхности сеткой из параллельных металлических проводов при решении электродинамических задач может быть использован для цилиндрических структур любой формы, например, при использовании отражателей конечных размеров и различной формы, или при распространении горизонтально поляризованных волн над шероховатой поверхностью. Данный метод отличается от прямых численных методов наглядностью и простотой применения.

Литература:

1.Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ.- М.: Высшая школа.- 1988

2.Кочержевский Г.Н., Ерохин Г.А., Козырев Н.Д. Антенно-фидерные устройства-М.: Радио и связь-1989

3.Айзенберг Г.З., Ямпольский В.Г., Терешин О.Н. Антенны УКВ, т.2.-М.: Связь-1977

43

составлять не менее трёх размеров ножа l. Более точный расчёт в [3] показал, что в области выше ножа распространяется около 7% мощности, причём в области до 1.3 l распространяется практически 100% мощности, и нет необходимости в столь высоких боковых стенках (рисунок 2).

P(h)/PΣ

Последний факт приобретает особое значение при создании излучателей на основе Ш-волновода, из которых строятся плоские ФАР.

Для подтверждения этих расчётов была разработана математическая модель симметричного Ш-волновода с коаксиальным торцевым переходом, предложенным в [4] (рисунок 3).

Рисунок 3 - Модель симметричного Ш-волновода

Волновод имеет длину 300 мм, ширину 20 мм и высоту 50 мм. Нож имеет высоту 24 мм и толщину 2 мм. На расстоянии 35 мм к торцам волновода подсоеденены коаксиалы сопротивлением 50 Ом. Частота - 4 ГГц. Точка подключения центральной жилы коаксиала на нож - 15 мм от дна волновода.

45

формирующее ДН, изменяется при переключении с одного входа на другой. Число входов МАР равно числу сформированных парциальных лучей, число элементов решетки и её размер определяют ширину парциальных ДН.

Такие многолучевые антенны могут обеспечить увеличение емкости радиосетей при улучшенной спектральной эффективности и более высоком качестве обслуживания пользователей. Современные и перспективные 4G сети в режиме MIMO реализуют в максимальной степени свои возможности применением именно таких антенн.

В основе принципа действия МАР лежит уравнение для диаграммы направленности линейной решетки:

где N – число элементов решетки;

λ, d, ψ= – рабочая длина волны, расстояние и сдвиг фаз между

соседними элементами решетки соответственно;

– угол наклона главного лепестка диаграммы относительно нормали к решетке;

– диаграмма направленности одинаковых элементов решетки. Наклон главного лепестка диаграммы направленности определяется

величиной сдвига фаз ψ между соседними элементами решетки. Формирование дискретного набора ψ и требуемого амплитудно-фазового распределения поля излучения для реализации заданной многолучевой ДН составляет основную проблему в проектировании МАР. Проблема усложняется, если многолучевость требуется в пространственных координатах θ и φ, а не только в одной из них.

Парциальные ДН должны быть ортогональны между собой. Только в этом случае коэффициент направленного действия (КНД) будет максимальным. Мерой ортогональности являются нормированные взаимные сопротивления

входных каналов антенны, которые должны удовлетворять требованию:

оптимизирующие характеристики МАР. Рассмотрены МАР на основе матриц Батлера и матриц Бласса, даны оценки практической реализации в зависимости от числа формируемых парциальных диаграмм направленности.

47

Секция 5

МОБИЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ

ИССЛЕДОВАНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ ЧАСТОТНОТЕРРИТОРИАЛЬНОГО ПЛАНИРОВАНИЯ В МОБИЛЬНЫХ СЕТЯХ LTE

Андреев А.В. СибГУТИ, Новосибирск e-mail: 5t0dgm@gmail.com

Научный руководитель - Дроздова В.Г., доцент СибГУТИ

Мобильные сети, построенные на базе технологии LTE[1], активно разворачиваются по всему миру, позволяя пользователям получать высокоскоростной доступ в Интернет. Однако отсутствие повторного переиспользования частот (frequency reuse factor=1) оказывает значительное влияние на пропускную способность таких сетей, значительно снижая ее в условиях интенсивной нагрузки абонентов. Проблема межсотовой интерференции (inter-cellinterference) – одна из важнейших проблем в сетях LTE [2-4]. Представляет интерес получить численные характеристики, отражающие влияние помех на краю сот, создаваемых абонентами, передаваемыми свои данные одновременно в одной и той же полосе спектра. С этой целью, в рамках данной статьи, был разработан алгоритм имитационной модели в программной среде Mathcad 14, имитирующей нагрузку абонентов на краю сот, распределение между ними частотно-временного ресурса и обнаруживающий коллизии в случае, если таковые имеются. Ниже представлена модель имитируемой сети. Рассмотрим простейший случай, когда имеется три базовые станции (eNodeB), в зоне действия которых находятся абоненты, генерирующие запросы с интенсивностью G (рисунок 1).

Рисунок 1 - Моделирование межсотовой интерференции

48

На рисунке ниже (рисунок 2) показано, что даже при самых небольших нагрузках вероятность коллизий была бы огромной (при нагрузке G=0.2 вероятность коллизии 33%!). Для того чтобы снизить уровень интерференции на краях соты в LTE используются последовательности Задова-Чу с постоянной амплитудой и нулевой автокорреляцией.

Рисунок 2 - Зависимость вероятности коллизий между абонентами от интенсивности входной нагрузки при использовании скремблирования последовательностями Задова-Чу и без

Результаты моделирования наглядно демонстрируют основные проблемы сетей 4GLTE, обусловленные отсутствием частотно-временного планирования.

Автор выражает благодарность своему научному руководителю к.т.н. Дроздовой В.Г. за помощь в постановке и решении задачи.

Литература:

1.Основная серия спецификаций на радиоподсистему LTE http://www.3gpp.org/ftp/Specs/html-info/36-series.htm

2.M. Assaad, A. Mourad, New Frequency-Time Scheduling Algorithms for 3GPP/LTE-like OFDMA Air Interface in the Downlink, Proceedings of the IEEE Vehicular Technology Conference, May 11-14, IEEE Xplore Press, Singapore, pp: 1964-1969.

3.Kuusela, et. Al., VoIP Handbook, Chapter 14, “Radio Access Network VoIP Optimization and Performance on 3GPP HSPA/LTE,” Section 14.7.2.2 Simulation Results and Analysis, p. 266.

4.Simonsson, A, “Frequency Reuse and Inter-cell Interference Co-ordination in E- UTRA,” IEEE, 2007

49

ИМИТАЦИОННОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ ВЕРОЯТНОСТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ФИЗИЧЕСКОГО УРОВНЯ OFDM-СИСТЕМ

Дроздова В.Г. СибГУТИ, Новосибирск e-mail: Drozdova_vera@mail.ru

OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) – современный метод физической передачи данных посредством ортогонально-частотного разделения несущих [1-3], активно применяемый в сетях мобильной, широкополосной связи и телевидение (LTE, WiMAX, DVB-Tи пр.). В рамках курса «Сети ЭВМ и телекоммуникации» представляет интерес изучение особенностей формирования, передачи и приема OFDM-сигналов.

В данной работе была реализована имитационная модель приемопередающего тракта OFDM. На вход системы подается битовая последовательность размерностью N, которая распределяется по поднесущим, число которых кратно 2n. Для формирования сигнала поднесущих используется QPSK-модуляция, формируется синфазная и квадратурная составляющая по закону битовой последовательности. Далее используется IFFT-преобразование

(1) для того чтобы сформировать OFDM-сигнал (рисунок).

Рисунок - Синфазная и квадратурная составляющие OFDM-сигнала

Для простоты был опущен блок квадратурного модулятора, служащий для переноса сигнала с промежуточной на несущую частоту.

На следующем этапе сигнал подвергается помехам в смоделированном AWGN-канале. Для моделирования помех в канале использовалось преобразование Бокса-Мюллера (3), чтобы получить нормально распределенные случайные величины, которые затем домножались на дисперсию шума σ (2), зависящую от отношения сигнала к шуму.

50