УЧЕБНИК САРП100

16.Должна ли быть предусмотрена работа судовых РЛС в режимах относительного и истинного движений?

17.Должен ли быть предусмотрен в РЛС прием информации от гирокомпаса, лага, радионавигационных приемоиндикаторов?

18.Суда какой валовой вместимости должны иметь

САРП?

19.Назовите длительности импульсов, частоты следования импульсов, излучаемые мощности, скорости вращения антенны, используемые в судовых РЛС.

20.Назовите виды ортогонально поляризованных сигна-

лов.

21.В чем основное отличие судовых РЛС нового поколе-

ния?

22.Назовите виды отечественных судовых РЛС нового поколения.

23.Каким длинам волн соответствуют X, S, К-диапазоны?

24.Назовите основные зарубежные фирмы, выпускающие судовые РЛС.

25.Назовите основные характеристики судовой РЛС.

26.Какой набор цветов могут иметь монохроматические дисплеи судовых РЛС?

27.Назовите состав автоматизированного судового навигационного комплекса ГОРИЗОНТ.

28.Назовите состав автоматизированного судового навигационного комплекса с попеременным отображением на экране дисплея РЛС радиолокационной обстановки и цифровой морской электронной карты.

29.Назовите три режима работы автоматизированной системы судовождения.

271

ГЛАВА IX. РЛС С КОГЕРЕНТНЫМ ИЗЛУЧЕНИЕМ СИГНАЛОВ

9.1. Сравнение РЛС с некогерентным и когерентным излучением сигналов

Все современные судовые РЛС являются РЛС с некогерентным излучением сигналов. Некогерентность означает, что начальная фаза и частота высокочастотного заполнения импульсов для каждого последующего импульса отличаются друг от друга. Это вызвано тем, что несущая частота передатчика РЛС генерируется магнетроном, относительная стабильность частоты которого невелика, около 10–4. Указанный недостаток магнетронного генератора окупается тем, что на выходе магнетрона не требуется ставить мощные усилители. РЛС с некогерентным излучением импульсов обеспечивают высокие точности измерения дистанции и пеленга, удовлетворяющую требованиям ИМО. Важным преимуществом РЛС с некогерентным излучением импульсов является также возможность использования одной антенны как для передачи, так и для приема сигналов.

Основными недостатками РЛС с некогерентным излучением являются высокая пиковая излучаемая мощность (до 80 кВт) и невозможность измерения скорости цели за время обработки одного импульса. Скважность излучаемых сигналов в некогерентных РЛС на малых дальностях составляет величину около 7000, на больших дальностях – около 1000. Текущая скорость цели определяется за время 0,5...1 мин с помощью следящих систем и лишь в том случае, если цель взята на автосопровождение САРП. РЛС с некогерентным излучением неспособны за малое время наблюдения отличить неподвижные цели от подвижных. Навигационные параметры цели в РЛС с некогерентным излучением импульсов измеряются путем обработки огибающей высокочастотного заполнения импульсов на выходе амплитудного детектора, т. е. в нелинейном тракте приема. Фаза высокочастотного заполнения импульсов не используется при производстве измерений.

272

Альтернативой РЛС с некогерентным излучением являются РЛС с когерентным излучением сигналов (КИС).

В РЛС с КИС задающий генератор должен иметь относительную долговременную стабильность частоты не хуже 10–7, а кратковременную стабильность не хуже 10–9 (за время, равное распространению сигналов до цели и обратно).

Если зондирующий сигнал в РЛС с КИС непрерывен, то импульсная излучаемая мощность может быть уменьшена в тысячи раз, и составлять лишь единицы, десятки ватт.

Однако, как правило, в РЛС с КИС должны использоваться две антенны: одна на передачу, другая – на прием сигналов. Это объясняется тем, что длительность излучаемых сигналов превосходит время задержки сигналов, отраженных от цели.

Функция неопределенности сигналов РЛС с КИС в зависимости от формата сигналов может быть ножевидной (лезвие ножа направлено по оси τ), кнопочной или многопиковой.

Наименьшей погрешностью измерения скорости обладают сигналы с ножевидной формой функции неопределенности, однако погрешность измерения дистанции становится большой.

Сигналы с кнопочной функцией неопределенности позволяют с приемлемой точностью одновременно измерять дистанцию и скорость, сигналы с многопиковой функцией неопределенности обеспечивают лучшую точность измерения дистанции и скорости ( по сравнению с сигналами с кнопочной функцией неопределенности), но обладают существенным недостатком: возможностью многозначности измеряемых параметров.

Обработка сигналов в РЛС с КИС зачастую выполняется в линейном тракте приемника. Для увеличения точности возможно измерение фазы несущей частоты сигнала.

9.2. Доплеровская РЛС с когерентным излучением

Само название «доплеровская РЛС» свидетельствует о том, что система предназначена для определения скорости цели путем измерения доплеровской частоты.

273

Доплеровская РЛС излучает непрерывный высокочастотный сигнал с передающей антенны и принимает отраженный от цели сигнал на другую, приемную антенну.

Структурная схема доплеровской РЛС приведена на рис.9.1.

Рис. 9.1

Передатчик излучает непрерывный сигнал u(t) =U m,1 cos 2πf0t .

Если цель движется равномерно и прямолинейно, то отраженный от цели сигнал на входе детектора приемника имеет вид

uпр (t) =Um,пр cos[2π(f0 + Fд )t +ϕ0 ]=Um,пр cos[2πf0t + Φ(t)]

,

где Φ(t)= 2πFд (t)+ϕ0 ;ϕ0 − фаза отраженного от цели сигна-

скорость движения цели; C − скорость распространения радиоволн. Коэффициент 2 при определении доплеровской частоты появляется вследствие того, что сигнал сначала встречается с целью, а затем отражается от движущейся цели, поэтому величина доплеровской частоты удваивается.

274

На вход приемника также поступает сигнал с выхода передатчика. Амплитуда результирующего сигнала на входе детектора приемника

Не представляет сложности замерить значение частоты Fд

и рассчитать относительную радиальную скорость цели. Рассмотренная схема обработки не позволяет определить

знак доплеровской частоты, т. е. направление движения цели, а также измерить дистанцию до цели.

9.3. РЛС с частотной модуляцией несущей частоты

Несущая частота излучаемых колебаний модулируется по одному из законов, приведенных на рис. 9.2.

Рис. 9.2

275

На рис. 9.2а представлена так называемая V-образная модуляция частоты, на рис. 9.2б – ЛЧМ модуляция (линейная частотная модуляция), на рис 9.2в – синусоидальная модуляция несущей частоты.

Структурная схема РЛС с частотной V-образной модуляцией частоты приведена на рис. 9.3.

Рассмотрим работу РЛС с V-образной модуляцией несущей частоты.

Разница частот на выходе смесителя зависит от двух параметров: времени задержки отраженного сигнала от цели τз и радиальной скорости движения цели υp .

Частоты, обусловленные этими двумя составляющими, на участке измерения несущей частоты с положительной крутизной ее изменения суммируются, а на участке с отрицательной крутизной – вычитаются. Таким образом, для участка с поло-

Рис. 9.3

Для участка с отрицательной крутизной изменения часто-

ты Fсм,2 = Fτ − Fд.

Из двух уравнений следует:

276

Если скорость изменения частоты в результате девиации

С помощью последнего уравнения по измеренной величине Fτ (9.2) могут быть вычислены τз или D .

Поскольку девиация частоты f значительно меньше несущей частоты f0 , то при расчете радиальной скорости цели

можно пренебречь изменением частоты за период модуляции. С учетом (9.2) получим

Таким образом, за период излучения сигнала определяется как дистанция до цели, так и скорость движения цели. Функция неопределенности такого сигнала имеет кнопочную форму (рис. 9.4).

Рис 9.4.

Системы, сигналы которых имеют кнопочную характеристику функции неопределенности, не позволяют с высокой точностью измерять один из параметров цели: время задержки или скорость.

277

Такие системы не могут конкурировать с импульсными системами, широко используемыми в настоящее время в судовой радиолокации.

У импульсных РЛС функция неопределенности имеет ножевидную форму, лезвие ножа направлено по оси F.

9.4. РЛС со сжатием сигналов

Новые возможности для РЛС с двумя антеннами открываются при использовании шумоподобных сигналов.

Создание шумоподобного сигнала возможно путем манипуляции фазы несущей частоты посылок псевдослучайными кодовыми последовательностями, в частности, М- последовательностями (последовательностями максимальной длины).

Непрерывный синусоидальный сигнал разбивается на N посылок, фаза каждой манипулируется по закону М-кода. Таким образом, излучается так называемая периодическая кодовая последовательность с периодом T = Nτ , где τ – длительность одиночной посылки. Число одиночных посылок в одном периоде М-последовательности (база сигнала)

N = 2m −1, где m – целое число. Выбирая величину m, можно получить разную величину N .

Автокорреляционная функция периодической М- последовательности относится к классу хороших. Максималь-

побочные пики приводят к появлению ложных пиков функции неопределенности, которые, как отмечалось выше, могут привести к многозначности измерений. Ложные пики могут быть убраны, если манипуляция по фазе будет производиться не на 0, π, а на 0, ϕ (ϕ – несколько отличающееся от π значение фазы). Дальность до цели определяется путем измерения времени задержки зондирующей последовательности. Погрешность измерения времени задержки линейно связана с длительностью одиночной посылки τ.

278

После демодуляции в месте приема псевдослучайная кодовая последовательность преобразуется в непрерывное синусоидальное колебание. Измерение несущей частоты синусоиды по отношению к излучаемой частоте позволяет определить скорость движения цели.

РЛС с псевдослучайными сигналами, одна из разновидностей которых рассмотрена выше, позволяет одновременно получать измерения дистанции до цели и скорости движения цели с приемлемыми точностными характеристиками.

Известны модификации сигналов с использованием шумоподобных последовательностей, позволяющие работать с одной антенной. Недостаток этих систем заключается в появлении множества ложных пиков функции неопределенности, которые невозможно устранить. Однако, если примерное положение цели известно, многозначность измерения параметров исключается.

При обработке фазоманипулированных посылок удается сжать сигнал длительностью Nτ в N раз. Отношение сигнал – шум (по мощности) на выходе демодулятора также возрастает в N раз.

На рис. 9.5 представлена структурная схема согласованного фильтра для сжатия во времени фазоманипулированной кодовой последовательности вида «− + − − + + +».

Рис. 9.5

279

Импульсная характеристика согласованного фильтра, соответствующая этому сигналу, имеет зеркальное отображение

и представляется в виде «+ + + − − + − ». Оптимальный фильтр

стакой характеристикой синтезируется с помощью линии задержки с отводами, инверторами и сумматором. На выходе сумматора ставится согласованный фильтр для элементарной

кодовой посылки длительностью τ.

Сигналы, поступающие на сумматор с отводов линии задержки (см. структурную схему рис. 9.5), показаны на рис. 9.6а. На рис. 9.6б показан сигнал на выходе сумматора, на рис. 9.6в – на выходе оптимального фильтра.

Рис. 9.6

280