Проектирование ис оу

Операционным усилителем (ОУ) называют усилитель, выполненный по принципу усилителя постоянного тока (УПТ) с непосредственными (гальваническими) связями и предназначенный для работы с цепью отрицательной обратной связи (ОС).

Принцип УПТ требует решения двух проблем:

1. Уменьшение температурного дрейфа, напряжения смещения нуля, проведенного ко входу ОУ (см. понятие U_см в разделе дифференциальный каскад – ДК).

2. Согласование каскадов по входным и выходным уровням для получения общего коэффициента усиления

К’_uобщ=K_u1*K_u2*…*K_un≥ (80÷100) дБ

(см. понятие об идеальном ОУ: K’_u → ∞; R’_вх→ ∞; (I_вх→); R’_вых→0 и ΔI→0).

Решение первой проблемы осуществляется путем применения на входе дифференциального каскада. Архитектура радиационного ОУ приведена на рис. 1.

Рис.1

Общий коэффициент усиления:

K_u= K_дд1*К_дд2/2

Напряжение смещение нуля:

U^вх_см=U_выхд1/К_дд1 + U_вых/(K_дд1*К_дд2) (1)

Если К_дд1 >100, то напряжение U^вх_см будет в основном определяться напряжением U_см входного ДК. Это справедливо для ОУ, включенных по биполярной интегральной технологии, ввиду ограниченного K_дд < 100 необходимо пользоваться формулой (1). Кроме того, если для ДК-БТ напряжение

U_смтип= U_БЭ1 - U_БЭ2 ≈ (1÷2) мВ,

то для ДК-МОП - U_смтип ≈ (5÷8) мВ. Соответственно, температурный дрейф U_см для КМОП ДК в (4÷5) раз больше, чем температурный дрейф ОУ по БТ - технологии.

Вторая проблема – согласование уровней между каскадами при сохранении усиления каждого каскада требует введения схемы сдвига постоянного уровня.

В начале найдем упрощенную схему ОУ и покажем влияние схемы сдвига уровня на величину K_u.

Рис.2. Упрощенная схема трехкаскадного ОУ.

Пример 1:

Е⁺_п = Е^-_п = ± 15 В

1. Пусть U⁰_k1 = +10В,

2. U⁰_k2 = +12 В,

3. U⁰_БЗ = (Е^-_п - U⁰_БЭ + U⁰_э) = -15 В + 1,7 В = 13,3 В,

4. Тогда U⁰_сдв = U⁰_k2 - U⁰_БЗ = 12В – (- 13,3В) = 25,3В.

5. Следовательно: n = 25,3/0,7 = (39÷40)шт, что нереально для больших Е_п, но вполне допустимо для Е_п = ±1,5В.

Тогда

K_uобщ = K_дд1*К_дд2*K_u3/2, где K_u3 = - 25,3к/1к = -25,3.

Если

K_u1 = 20, K_u2 = 50, K_u3 = 25,3, то K_uобщ = 1000*25 = 25000 (именно ОУ 1УТ531 имеет такой K_u).

Другие схемы сдвига на основе эп:

А)

R _сдв = (12В – (-13,3В))/I_o = 25,3В/1мА = 25,3 кОм.

Недостаток:

а) потребление тока I_o = 1мА,

б) Требуется введение С для коррекции частотно-фазовых характеристик.

Рис. 3.

Б)

Н едостаток: дополнительный источник шума стабилитрона (он достаточно большой).

Рис.4.

В) Схема сдвига на основе дополняющего pnp-транзистора.

Эта схема обеспечивает сдвиг постоянного уровня за счет падения напряжения между коллектором и эмиттером транзистора Q12. При этом

обеспечивает дополнительное усиление.

Н едостаток: pnp-транзистор является «боковым». «Боковой pnp-транзистор имеет следующие характеристики:

β≈ (2÷10), f_т < 5 МГц, ь.е. на его основе можно проектировать низкочастотные ОУ с частотой f_кu =1 единичного усиления ≤ 1 МГц.

По трехкаскадной структуре выполнены ОУ

MA702(1YT401), MA709(1YT531), MA715 И ДРУГИЕ.

Вершиной интегральной схемотехники явилось построение ОУ по двухкаскадной структуре с K_u > 100дБ и с внутренней частотно-фазовой коррекцией, осуществляемой встроенной в ОУ емкостью С_к = (5÷30) нФ.

С_к = 5 нФ в ОУ LM124,

С_к = 30 нФ в ОУ MA741, LM01, LM101A.

Выделяют ОУ первого, второго и третьего поколения:

Первое поколение - MA709, MA741, LM101 (новая двухкаскадная архитектура)

Второе поколение – MA101A

Третье поколение – LM 108 ( super β транзисторы (β > 1000).

Отличительной особенностью таких ОУ является использование входного ДК не только как усилителя, но и как схемы сдвига постоянного уровня почти до - Е_п.

Для получения во входном ДК K_u1> 1000 ( 60 дБ) в качестве нагрузки используются источники тока, выполненные на отражателях тока (ОТ). Второй каскад выполнен по схеме с ОЭ, что уменьшает общее количество элементов. Причем второй каскад выполнен по схеме Дарлингтона, для увеличения его входного сопротивления.

Упрощенная схема ОУ LM124 (или мА741) приведена на рис. 6.

Рис. 6 Упрощенная схема ОУ LM124

Расчет коэффициента усиления.

Рис. 7

Эквивалентная схема входного ДК LM124.

1) Крутизна входного ДК.

g_m = (I₀/2)/φ_t = (10 мкА)/ (25мВ) = 0,4 мА/В

2) Коэффициент усиления

K_u1 = - g_m1 * R_{A в}

Сопротивление в т. А:

R_a = r_k2 ║ ‌‌r_k4 ║ ‌‌‌‌R_{вх.Дарлингтона} (см. эквивалентную схему)

r_k2 – выходное сопротивление коллекторного перехода транзистора Т2, включенного по схеме с ОЭ.

r_kt2= U_эрли / I°_k│ I°_k=1мА , U_эрли=100В= 100В/1мА = 100 кОм

Т.к. I°_k = 10 мкА, то r_rt2 = 10 мОм.

r_k2= r_kT2 (1 + (R_э / r_э4)) = 10 Мом * (1 + (8кОм/ (φ_t I°) )) = 10 МОм *(1+ (8кОм / 2,5 кОм)) = 8 Мом.

R_{вх.Дарлингтона} = R_э5 * (β +1)² │ I_э5=0,3мА, β=100 = 800 кОм = 0,8 Мом, тогда

r_{к2 ║} r_к4 ║ R_вх.Д= 8Мом 0,8 Мом = 725 кОм

k_0i = - 0?4 мА/В * 725 кОм = -290 = -300

Эквивалентная схема выходного каскада

Рис. 8

g_m 2 = I°_k2 / φ_t = 0,3 мА/25мА = 6 мА/В

R_i2= r_k5 = U_эрли / 2I°_к2 = 100кОм/(2*0,3 мА) = 165 кОм

βR_н =100 * 10к= 1 МОм

Общее R_экв = 165 кОм 1 МОм = 60 кОм

K₀₂ = - 6мА/В * 60к = 360

Общий K_u равен:

Ku= (-300)*(-360) = 108000 >100 дБ

Т.о. задача получения Ku >100 дБ решена.

Коррекция частотно-фазовых характеристик.

Основная цель коррекции ЧФ-характеристик заключается в получении общего спада АЧХ с наклоном -20 дБ/дел при запасе по фазе на частоте единичного усиления Δφ = 90º

В теории автоматического регулирования это условие соответствует условию идеального интегратора. Идеализированная эквивалентная схема как идеального интегратора/усилителя:

Рис. 9 Эквивалентная схема идеального ОУ

K(p) = U _вых (p) / U_вх (р) = K_j (0) / (1+ p_Tэкв) = K_j (0) / (1+ jf/f0,7)

τ_экв = R_экв* C_экв

f0,7 = 1/ (2π* τ_экв)

На практике определяют модуль │K(p)│ и сдвиг фазы φ(f)

Рис. 10. АЧХ и ФЧХ идеального ОУ.

Δφ = 180º – 90º =90º.

Реальная диаграмма Боде имеет три полюса

Рис. 11 Диаграмма Боде ОУ LM124

Как видно из рис. , при охвате усилителя отрицательной ОС уже на частоте f_х запас по фазе Δφ =0.

Поэтому при дальнейшем увеличении частоты отрицательная ОС превратится в положительную и ОУ самовозбуждается. Для его предотвращения используются цепи УФ – коррекции.

Цепи УФ – коррекции.

1. Цепь интегрирующего тока. Она подключается к самой высокоомной точке с помощью конденсатора. (рис)

Рис. 1.2

Рис. 1.3

При подключении только C_кор ОУ способен работать до частоты первого полюса f1/

При подключении R_кор–C_кор возникает нуль на передаточной функции ОУ, который компенсирует первый полюс f1.

Недостаток такой УФ – коррекции:

- R_кор и C_кор являются внешними, что для современных ИС недопустимо.

- R_кор – C_кор и полосы имеют разброс, поэтому их номиналы выбираются с запасом.

Описанная цель УФ-коррекции используется в ОУ μА 702 и μА709, которые имеют три полюса

(Более подробно см. книгу Херли – Аналоговые ИС, 1983, м)

Пример.

Скорректировать ОУ LM124 с помощью C_кор .

Рис. 1.4

1). Необходимо определить полюсы f1, f2, f3

Полюсы f1 и f2 определяются из эквивалентной схемы на рис. путем подключения C _кор=10пФ параллельно всем резисторам.

f₁ = 1/ (2π R_экв*CпФ) = 1/ (2π*725 кОм ║ 10пФ) = 200 кГц.

f₃ = 1МГц.

Чтобы в схеме оставался запас по фазе в 65º при К₀ = 1 необходимо, чтобы f_кор= f2/2

Для получения такой частоты необходимо снизить частоту с 8кГц до значения f4 = f_ku/2 / Ku = 100кГц /100 дБ = 1Гц.

Из эквивалентной схемы для получения f4 = 1 Гц необходимо подключить C_кор = 80000пФ.

Миллеровская коррекция двухкаскадного ОУ.

Рис. 1.5

Одна клемма Скор также подключается к самой высокоомной точке (т. А), а вторая – к выходу второго каскада, образуя на высоких частотах отрицательную ОС по напряжению. Причем второй каскад должен быть обязательно инвертирующим, т.к. согласно теореме Миллера емкость Скор можно провести ко входу, умножив ее величину на Ко2.

????????? С_вых = C_кор* K_u = 30пФ * 360 = 10800 пФ.

Т.е. мы как бы эквивалентно пришли к УФ коррекции.

В литературе такую УФ-коррекцию называют SMC(simplified miller compensation) – простейшей миллеровской коррекцией.

Она обладает еще одним уникальным свойством, а именно – она позволяет получить доминирующий полюс f4 = 10 Гц одновременно компенсируя полюсы f1 и f2.

На диаграмме Боде миллеровской коррекции можно продемонстрировать как расцепление полюсов f₁ и f₂, причем полюс f₁ за счет действия отрицательной ОС второго каскада сдвигается в область высоких частот. Новый полюс

f₁’ = 1/(2*π*R_вых*С/К_г2) ≈ 10 МГц.

Рис.16.