Fokin_Kogerentnye_opticheskie_seti_

Выходные токи балансных фотодетекторов представлены двумя ортогональными компонентами (интрадинная – I и квадратурная – Q):

Комплексное значение детектированного сигнала можно представить:

в котором присутствует комплексная амплитудная составляющая, фазовая составляющая и составляющая фазового шума θN. Снизить величины фазовых шумов можно различными методами, рассмотренными ниже.

5.2. Методы демодуляции в гомодинных приемниках

Все известные методы выделения информационного сигнала при гомодинном приеме сводятся к четырем схемам, представленным на рис. 5.11.

Рис. 5.11. Методы демодуляции при гомодинном детектировании полосы частот сигнала

Самые простые несинхронные методы гомодинного приема основаны на выделении огибающей информационного сигнала (а) и дифференциальном детектированием (раздельном детектировании фазы принимаемого оптического сигнала за счет тактовой задержки T) (б) с возможным некогерентным детекти-

211

рованием. Однако наибольший интерес представляют методы (в) синхронного когерентного детектирования с каналом подстройки частоты и фазы опорного оптического генератора OPLL (Optical Phase Locked Loop) с управлением напряжения LO (VCO, Voltage-Controlled Oscillator) для уменьшения фазовых флуктуаций QN(t) и (г) с цифровой коррекцией частоты и фазы принимаемого оптического сигнала (DSP, Digital Signal Processing). Последние два метода используются в приемниках сигналов QPSK, nPSK, PM-QPSK, nQAM, обеспечивая максимальное соотношение сигнал/шум при когерентном синхронном детектировании. Пример типовой схемы цифрового когерентного приемника представлен на рис. 5.12.

Рис. 5.12. Типовая схема цифрового когерентного приемника

В схеме после детектирования аналого-цифрового преобразования производится цифровая обработка (DSP) по компенсации дисперсионных искажений и восстановлению параметров оптической несущей для устранения различий с опорной частотой гетеродина и принятию решения о передаче логических 0 и 1 в ортогональных каналах X, Y. Цифровая обработка в когерентном приемнике производится по алгоритмам цифрового эквалайзераEQ1 и EQ2, рассмотренным в[91].

Для восстановления тактов принимаемого цифрового сигнала используется схема с генератором управляемым напряжением (ГУН) (рис. 5.13).

Рис. 5.13. Схема восстановления тактов принимаемого цифрового сигнала после фотодетектирования

212

Цифровая обработка, используемая в составе EQ1, EQ2, классифицируется по трем видам: опережающие эквалайзеры – Feed-Forward Equalizers (FFE); эквалайзеры с решающей обратной связью – Decision Feed-Back Equalizers (DFE); алгоритм Витерби для вычисления максимально приближенной после-

довательности – Maximum Likelihood System Estimation (MLSE). Каждый из ви-

дов обработки может быть реализован отдельным чипом с процессором и встроенным алгоритмом [92, 93].

Коррекция дисперсионных искажений может производиться в двух структурах: цифровой нерекурсивной линейной (linear transversal finite impulse response (FIR) filter – линейный трансверсальный фильтр с конечной импульсной характеристикой) FFE (рис. 5.14) и рекурсивной нелинейной (non-linear equalizers such as the decision-feedback equalizer – нелинейный рекурсивный фильтр с бесконечной импульсной характеристикой) DFE (рис. 5.15) обработкой данных в каналах X, Y (т. е. цифровым адаптивным фильтром).

Рис. 5.14. Структура нерекурсивного фильтра FFE для электронной компенсации дисперсии

Адаптивные алгоритмы предусматривают контроль минимальной среднеквадратической ошибки (MSE, Mean Square Error). Контроль может осуществляться по принципу Витебри MLSE. Приведенные структуры цифровой обработки предназначены для адаптивной компенсации хроматической (hx, hy) и поляризационной (hxx, hxy, hyx, hyy) дисперсии. Для последней предусмотрены перекрестные связи для устранения поляризационного дисбаланса.

Адаптивные алгоритмы минимизации ошибки компенсации встраиваются в блоках управления тактами и также позволяют определять коэффициенты умножения Ci и Bi. В дальнейшем эти коэффициенты представляют матрицей коэффициентов передачи

H hXX hYX ,

hXY hYY

213

которая перемножается со входными ортогональными сигналами в каналах X,Y, которые также представляются матрицей искаженных сигналов в каналах

X,Y

где векторы A и D представляют дисперсионные искажения, а векторы B и C перекрестные искажения между ортогональными каналами X и Y.

Рис. 5.15. Структура фильтра с рекурсией DFE для электронной компенсации дисперсии

где h(k) – коэффициент предыдущего шага, µ – коэффициент адаптации (в пределах 10-1…10-4, что зависит от необходимой скорости сходимости алгоритма и точности компенсации), e(k) – ошибка восстановления сигнала на k-том шаге, s*(k) – величина сигнальной составляющей на k-том шаге.

214

Необходимо отметить, что предложенный метод компенсации дисперсионных искажений пригоден и для компенсации нелинейных искажений в оптическом канале передачи [92, 93, 96]. Величины компенсируемых дисперсионных искажений указываются в технических характеристиках транспондерных блоков.

Следующая ступень цифровой обработки представлена блоком с алгоритмом Витебри. Этот модуль необходим для восстановления оптической несущей волны. Общая схема этого алгоритма представлена на рис. 5.16.

Рассмотрение нормированного символа от модуляции QPSK с четырьмя состояниями фазы мощности сигнала связано с двумя состояниями фаз передавае-

мого символа ФSYMBOL и фазы сигнала гетеродина ФС . В то время, как информационный символ, соответствующий формату модуляции QPSK (или другому формату), определен и восстанавливается на приеме, несущая волна гетеродина может быть нестабильной, т. е. смещаться независимо от несущей волны символа (см. рис. 5.8), например, за счет вполне определенной ширины спектра излучения (в пределах 30 МГц… 30 кГц). Алгоритм, запускающий процесс восстановления четырех состояний фаз мощности может быть представлен следующей записью:

Из этой записи следует, что алгоритм должен вычислить фазовое состоя-

ние сигнала с четырьмя позициями ФС с делением на четыре. В дальнейшем

алгоритм предполагает вычитание, полученного вычислением ФС из суммы

ФС ФSYMBOL .

Рис. 5.16. Алгоритм Витебри

Этот метод хорош, когда наблюдается высокое соотношение OSNR (более 20 дБ), однако реально на практике величина OSNR низка (5–8 дБ) из-за накопления шумов ASE, что затрудняет восстановление сигнала. По этой причине в алгоритме используется усреднение по определенному числу вычислительных операций. Математическое представление этих операций приведено ниже

215

где ФS – фаза символа на входе, n[k] – фазовый шум, δ – номер шага вычисления. В блоке «Решение» производится декодирование цифрового сигнала, например, обратные операции тем, что производились на передаче (рис. 4.27).

5.3. Оценка отношения сигнал/шум (OSNR) на выходе когерентного оптического приемника

Оценка оптического отношения сигнал/шум (OSNR) необходима для установления порога чувствительности когерентного приемника сигналов различной сложности формирования (см. рис. 5.3). При этом основными шумовыми составляющими являются шумы спонтанной эмиссии оптических усилителей (ASE) и шумы, вызванные нелинейными эффектами. При отсутствии перегрузки оптического волокна мощными сигналами последние не учитываются, или учитываются при режимах передачи, близкими к перегрузке, в виде штрафных ухудшений OSNR. Кроме того, на величину штрафа OSNR влияют параметры некомпенсированной хроматической и поляризационной дисперсий, ширина спектральной линии оптического передатчика и гетеродина приемника. Обычно оценка ширины спектральной линии принимается равной 0,1 нм.

Теоретическая оценка OSNR представляет следующее соотношение:

где P – общая мощность оптического канального сигнала с двумя поляризациями, NASE – спектральная плотность шума для одной поляризационной составляющей, Bref – фиксированная полоса излучения источника 0,1 нм или 12,5 ГГц.

В цифровых системах передачи оценивается SNR при аддитивном сложении Гауссовского шума канала с сигнальными составляющими ES в виде логических символов 0 и 1:

где N0 – спектральная плотность шума в полосе канала и ES – энергия символа на тактовом интервале TS при мощности P, т. е. ES PTS .

При поляризационном мультиплексировании и оценке OSNR и SNR установлена следующая связь:

где RS = 1/TS – символ скорости, а шумы оцениваются эквивалентно N0 и NASE.

216

Также для обозначения энергии символа на тактовом интервале используется метка бита, т. е. Eb. Если число уровней информационного сигнала более M > 2, то используется обозначение m = log2(M). С учетом соотношений

где 1 и 0 графическая зависимость значения сигнала («1» и «0») и дисперсии шума 1 и 0 относительно уровня принятия решения о передаче логической «1» или «0». Значения 1 и 0, 1 и 0 фиксируются на выходе фотоприемного устройства с аналоговым широкополосным усилителем в виде глаз-диаграммы

(рис. 5.17).

Между Q-фактором и коэффициентом ошибок Кош (BER, Bit Error Ratio – отношение битовой ошибки или Pb) установлена однозначная связь через табличную функцию на основе интеграла вероятности

Пример соответствия Кош, Q и соотношения сигнал/шум приведены в табл. 5.2 и на рис. 5.18.

Рис. 5.17. Глаз-диаграмма и распределение среднего значения цифрового сигнала и дисперсии шума

217

Табл. 5.2.Соотношение между Q – фактром и коэффициентом ошибок

Для многоуровневых оптических сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией M-QAM определена оценка приближенной величины BER через Q-фактор соотношением:

Рис. 5.18. Соотношение между Q-фактором и BER

Оценки требуемых OSNR на основе (5.21) и ряде других соотношений для цифровых потоков 112 Гбит/с приведены в табл. 5.3 по ряду известных публикаций [82–87]. Так же приведены требуемые оценки для 40 Гбит/с сигналов

(табл. 5.4).

Табл. 5.3. Требования по OSNR для систем на скорости ~112 Гбит/с PM

c когерентным гомодинным приемом при коэффициенте ошибок BER = 1 × 10-3

Приведенные в табл. 5.3 величины OSNR различных форматов модуляции могут использоваться для практического использования при расчете оптических каналов с когерентными приемниками OTH для скорости передачи OTU4

с FEC.

Табл. 5.4. Оценка требуемого OSNR для цифровых данных на скорости 40 Гбит/с при BER = 10-4 и ширине спектральной линии Δλ = 0,1 нм [53]

Другие примеры вариантов оценки OSNR приведены в [2].

5.4. Оценка некогерентности детектирования на приеме

Оценка некогерентности детектирования обусловлена необходимостью учитывать различия в генерации несущей оптического передатчика и гетеродина приемника, поскольку эти расхождения приводят к снижению OSNR и возрастанию вероятности ошибок. Степень некогерентности обусловлена шириной спектральной линии и ее стабильностью (фазовым шумом одномодового лазера).

Фазовый шум на тактовом интервале принимаемого сигнала оценивается через отклонение частот сигнала и гетеродина

2 2 f S f LO T S ,

где δfS и δfLO – ширина спектра сигнального источника и гетеродина по уровню –3 дБ. Если на приеме используется цифровая обработка сигнала DSP для скорости 10,7 Гбит/с, 41 Гбит/с, 112 Гбит/с и т. д., то к фазовым шумам сигнала

игетеродина добавляются шумы адаптивного фильтра компенсатора дисперсии

ивосстановления несущей. По аналитическим оценкам, приведенным в [94] можно утверждать, что на величину OSNR накладываются штрафные ограничения от 1 дБ до 6 дБ и более по причине нарастания фазовых шумов из-за нестабильности оптических генераторов в первую очередь (в пределах от 100 кГц до 100 МГц) и во вторую, добавления шумов от действия адаптивных фильтров

(Equalization Enhanced Phase Noise, EEPN). На рис. 5.19, 5.20 представлен при-

мер оценки штрафа по OSNR от ширины спектра гетеродина и расхождения частот сигнала и гетеродина [95].

219

Рис. 5.19. Оценка штрафа по OSNR при BER = 10-3

в зависимости от ширины спектра δfLO при разных форматах сигналов

Рис. 5.20. Оценка штрафа по OSNR при BER = 10-3 в зависимости от разности частот оптического сигнала на приеме и гетеродина для PM-DQPSK

5.5. Характеристики промышленных когерентных приемников

Когерентные оптические приемники, выпускаемые рядом производителей, например, Oclaro1, Fujitsu и многие другие, отличаются глубокой интеграцией оптических и электронный компонентов, выполняемых, как правило, на единой подложке (рис. 5.21).

1 URL: http://oclaro.com (дата обращения: 27.01.2015).

220