Безруков А.В. ОСНОВЫ ЦИФРОВОЙ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ
.pdfПример. Выполним операцию Y=A+B, где А(10)=0.625, B(10)=0.5, т.е. суммируем двоичные числа А(2)=0.101 и А(2)=0.100 в дополнительном коде.
*А+доп = 0.101
+
[Y]доп = 1.101
Т.о. при сложении двух положительных чисел получим отрицательный результат (знаковый разряд содержит 1). Преобразуем результат в прямой код:
[Y]доп = 1.111;
т.е Y=-0,875, вместо истинного значения Yи=1,125. Однако переполнение легко обнаруживается, если сравнить знаки слагаемых со знаком суммы. Аналогичный результат получится при сложении двух отрицательных чисел.
Рассмотрим теперь операцию умножения двух чисел с ФЗ. Для представления произведения требуется 2b значащих разрядов плюс один знаковый.
Пример. Выполним операцию Y=A*B, где А(10)=0.625, B(10)=0.375, т.е. перемножим двоичные числа А(2)=0.101, B(2)=0.011. Результат произведения чисел
Y=A*B=0.234375(10)=0.001111(2).
Исходные сомножители содержали b=3, а произведения 2b=6 значащих разрядов.
В заключение отметим, что операции умножения выполняются без переполнения, т.к. абсолютные значения сомножителей <1.
11.2 Квантование чисел и сигналов.
Как мы уже с вами ранее отмечали принципиальным отличием дискретной системы от цифровой является введение в алгоритм обработки цифровой системы операции квантования отсчетов сигналов и коэффициентов системы.
Квантование числа - это его представление с помощью конечного количества (b) значащих разрядов. Операция квантования является нелинейной и вносит в представление квантуемого числа А ошибку
e F( A) A , |
(11.6) |
121
где А – число до квантования; F(A) – число после квантования. Шагом квантования Q является расстояние между двумя соседними уровнями квантования. Будем рассматривать операцию квантования с постоянным шагом Q = const. Шаг квантования определяется весом младшего значащего разряда Q=b-2.
Квантование выполняется двумя способами: с помощью округления и усечения.
При округлении числа до b значащих разрядов исходное k-разрядное число (k>b) заменяется на b-разрядное. При этом абсолютная граница ошибки квантования (12.6) при округлении равна
max |
|
e(n) |
|
|
Q |
2 b-1 . |
(11.7) |
|
|
||||||
|
|
|
|||||
n |
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Характеристика нелинейности, соответствующая операции квантования, показана на рис. 11.2,а. Обычно при анализе делается допущение, что все возможные значения ошибки в пределах диапазона (11.7) равновероятны. График плотности вероятности ошибки округления показан на рис. 11.2,б.
P(e)
F(A)
1/Q
Q
|
A |
A |
Q/2 3Q/2 |
-Q/2 |
Q/2 |
|
|
а) |
б) |
Рисунок 11.2
Если при округлении число попадает точно на границу между двумя значениями, то используется округление до ближайшего четного значения. Это позволяет избежать систематической ошибки как, например, в случае округления с избытком (в сторону верхнего значения), так и при округлении с недостатком. Часто процедуру округления до ближайшего четного называют сходящейся или конвергентной.
При усечении k-разрядного числа до b значащих разрядов (k>b) младшие (k-b) разрядов исходного числа отбрасываются. Ошибка квантования (13.6) при усечении удовлетворяет следующим неравенствам:
122
для положительных чисел при любом способе кодирования и для отрицательных в дополнительном коде
2 b e 0 ; |
(17) |
для отрицательных чисел в прямом коде |
|
0 e 2 b . |
(11.8) |
Характеристика нелинейности, соответствующая операции усечения для дополнительного кода, показана на 12.3, а. Соответствующая плотность вероятности ошибки квантования изображена на рис. 12.3, б.
P(e)
F(A)
1/Q
Q
|
A |
e |
Q |
2Q |
-Q |
|
а) |
б) |
Рисунок 11.3
11.2.1 Модели процессов квантования.
Источниками ошибок квантования в цифровых системах являются:
аналого-цифровое преобразование, при котором квантуются дискретные сигналы;
умножения цифровых сигналов, результат которого усредняется или усекается;
квантование коэффициентов цифровой системы (коэффициентов разностного уравнения или передаточной функции).
Квантование - процесс нелинейный. Нелинейная модель процесса квантования показана на рис. 12.4,а, где α(n) – квантуемый сигнал, p(n) – квантованный сигнал. Характеристики нелинейности квантователя при округлении или усечении показаны на рис. 12.2 и 12.3, соответственно. Однако этот процесс можно линеаризовать, представив его в виде, изображенном на рис. 12.4,б, где e(n) – шум квантовании – аддитивный дискретный сигнал.
123
|
|
|
e(n) |
|
d(n) |
|
p(n) |
|
|
Квантователь |
|
|||
d(n) |
p(n) |
|||
|
||||
|
|
|
+ |
|
|
а) |
б) |
|
|
|
|
Рисунок 12.4 |
|
При этом для сигнала ошибки квантования вводятся следующие предположения:
последовательность e(n) является стационарным и эргодическим случайным процессом;
распределение вероятностей ошибок является равномерным по диапазону (см. рис. 11.2,б и 11.3,б);
любые два отсчета последовательности e(n) не коррелированны;
последовательность e(n) не коррелированна с квантуемой последовательностью.
Введение указанных позволяет упростить анализ эффектов квантования сигналов в цифровых системах.
11.3 Шум аналого-цифрового преобразования.
Полный шум систему ЦОС определяется как шумами квантования входного сигнала, возникающими в АЦП, так и собственными шумами цифровой системы – шумом, обусловленным округлениями (усечением) результатов операций, а также квантованием коэффициентов системы. Обычно эти шумы считают независимыми. Раздельное рассмотрение составляющих шума оказывается полезным также для того, чтобы оценивать какой вклад в полный выходной шум вносят отдельные составляющие. Так анализ шумов АЦП позволяет разработчику обоснованно сформулировать требования к АЦП. В данном подразделе получим оценки шума АЦП и выходного шума цифровой системы, обусловленного квантованием выходного сигнала (шума АЦП, приведенного к выходу системы). При этом будем использовать линейную модель процессов квантования входного сигнала (рис. 11.5).
124
|
e(n) |
d(n) |
p(n) |
|
+ |
Рисунок 11.5
Получим вероятностные оценки (математическое ожидание, дисперсию) и детерминированную оценку (абсолютную границу) шума АЦП при операциях округления и усечения чисел. Математическое ожидание μА и дисперсия σА2 ошибки квантования eA(n) определяются по следующим формулам:
|
|
|
|
A E eA (n) eA (n) pA (e)deA (n) , |
|
||
|
|
|
|
2 A E (eA (n) A )2 |
|
|
|
e2 A (n) pA (e)deA (n) 2 A eA (n) pA (e)deA (n) A2 |
|
||
|
|
|
, |
|
|
|
e2 A (n) pA (e)deA (n) A2 E e2 A (n) A2
где pA(e) – плотность вероятности шума квантования, E[ ] – оператор математического ожидания.
Вычислим математическое ожидание и дисперсию шума АЦП при округлении чисел (график плотности вероятностей pA(e) шума квантования показан на рис. 11.2, б).
|
|
Q / 2 |
|
1 |
|
|
|
e |
2 |
A (n) 1 |
|
|
Q / 2 |
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
A |
e2 A (n) pA (e)deA (n) |
eA (n) |
|
deA (n) |
|
|
|
|
|
0 ; |
|
(11.8) |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
Q / 2 |
|
QA |
|
2 QA |
|
Q / 2 |
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||
|
|
QA / 2 |
|
|
|
|
|
|
3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
QA / 2 |
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
2 A e2 A (n) pA (e)deA (n) |
|
e2 A (n) |
1 |
deA (n) |
e A (n) |
|
|
1 |
|
|
|
QA |
, (11.9) |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
QA / 2 |
|
|
QA |
|
3 QA |
|
QA / 2 |
|
12 |
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
где QA 2 bA - шаг квантования, |
bA – количество значащих разрядов АЦП |
(подразумевается представление чисел в форме с фиксированной запятой). Выполняя аналогичные преобразования при операции усечения чисел,
получим значения:
A QA / 2 , 2 A Q 2 A / 12 .
Мощность шума квантования в логарифмическом масштабе при округлении равна дисперсии шума АЦП:
P 10lg(Q2 A /12) 10lg(2 2bA /12) 20b lg(2) 10lg(12) |
(11.10) |
||
A |
A |
||
|
(6.02bA 10.79)[дБ]
125
Однако наиболее информативным является не абсолютное значение шума, а отношение сигнал/шум. Пусть квантованию подвергается гармонический сигнал с амплитудой А. Определим отношение сигнал/шум, разделив эту амплитуду на среднеквадратическое значение шума квантования:
|
|
A |
|
|
2 A |
3 |
|
|
|
|
|
с / ш |
|
|
|
N 3 , |
(11.11) |
||||||
|
|
|
QA |
|
|||||||
Q 2 A /12 |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где N=2A/QA – число уровней квантования, укладывающихся в размахе сигнала. АЦП, имеющий q двоичных разрядов обеспечивает N=2q уровней квантования. Если размах сигнала соответствует полному рабочему диапазону АЦП, то отношение сигнал/шум равно:
|
|
|
|
с / ш 2q 3 . |
(11.12) |
Если выразить этот результат в децибелах, получится простая формула, показывающая связь между числом двоичных разрядов АЦП и максимально достижимым в этом случае отношения сигнал/шум:
с/ ш 20 lg(2q 3) 20qlg2 10 lg 3 (6q 4.77)дБ .
Взаключение отметим, что детерминированная оценка (абсолютная граница) шума АЦП имеет вид:
|
|
|
Q |
A |
/ 2 2 bA 1 |
, при округлении |
|
|
EA |
max |
e(n) |
|
|
|
. |
(11.13) |
|
|
|
2 bA , при уусечени |
||||||
|
n |
|
Q |
A |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
12.4 Шум АЦП, приведенный к выходу цифровой системы.
Рассмотрим цифровую систему с передаточной функцией H(Z) и импульсной характеристикой h(n), n=1, 2… Будем считать, что коэффициенты системы и арифметические операции, выполняемые в ней, реализуются точно.
Линейная модель оценки шума АЦП, приведенного к выходу цифровой системы, показано на рис.11.6.
eA(n)
~
x (n)
~ |
|
~ |
|
||
x(n) x (n) eA |
(n) |
|
y (n) eAout |
(n) |
|
ЦС |
|||||
+ |
|
|
|
||
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
Рисунок 11.6
126
На рис. 11.6 блок ЦС – цифровая система, ~x (n) - отсчеты дискретного (представленного точно) входного сигнала, eA(n) – шум АЦП, x(n) – квантованный сигнал, ~y(n) - составляющая выходного сигнала (результат
обработки дискретного сигнала ~ ), e (n)- выходной шум, обусловленный
x (n) Aout
квантованием выходного сигнала (шум АЦП, приведенный к выходу цифровой системы).
Для цифровой системы описываемой сверткой:
|
|
y(n) h(m)eA (n m) . |
(11.14) |
m 0
Приведем вероятностные оценки (мат. ожидание и дисперсию) и детерминированную оценку (абсолютную границу) выходного шума, обусловленного квантованием выходного сигнала. Используя равенство (13.14), математическое ожидание μА=0 и дисперсия σА2=Q2A/12 входного шума квантования, получим мат.ожидание и дисперсию выходного шума eAout
(n):
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Aout |
E[ eAout ] E[ h(m)eA (n m)] h(m)eA E[e Aout(n-m)] 0 , |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
m 0 |
|
|
m 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 Aout E[(eAout |
- Aout )2 ] E[e2 Aout (n)] E[( h(m)eA (n m))2 ] |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
m 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
E |
|
2 |
(m)e |
2 |
A (n m) h(m)h(k )eA (n m)eA |
|||||
h |
|
|
(n k ) |
||||||||
|
|
m 0 |
|
|
|
|
m 0 k 0 |
|
|||
|
|
|
|
2 |
|
2 |
|
|
|
|
|
E |
|
(m)e |
|
|
|
|
|||||
h |
|
|
A (n m) h(m)h(k )E eA (n m)eA (n k ) |
||||||||
|
|
m 0 |
|
|
|
|
|
m 0 k 0 |
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
QA |
|
|
h2 (m)E e2 A (n m) |
|
h2 (m). |
|
||||||||
|
|
|
|||||||||
|
m 0 |
|
|
|
|
|
|
12 m 0 |
|
(11.15)
(11.16)
Дисперсию σ2Аout можно определить, не только используя значения ИХ (см. 13.16), но и по известным значениям АЧХ. Для этого используем равенство Парсеваля
|
|
|
T |
/ T |
|
|
2 d . |
|
|
|||
|
|
h2 (m) |
|
H (e j T ) |
|
(11.17) |
||||||
2 |
|
|||||||||||
|
|
m 0 |
/ T |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
||||||
где |
H (e j T ) |
- амплитудно-частотная |
характеристика цифровой |
системы. |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
T |
/ T |
2 d . |
|
||
Подставляя (13.17) в (13.16), имеем |
A2out |
A2 |
|
H (e j T ) |
|
|||||||
2 |
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
/ T |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
Мощность выходного шума при условии (13.15) определяется |
|||||||||||
следующим образом |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
127 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
PAout 10lg( A2out ) 10lg( A2 ) 10 lg( h2 (m))[дБ] |
(11.18) |
m 0 |
|
Детерминированная оценка (абсолютная |
граница) выходного шума |
eАout(n) c учетом (13.13) и (13.14) имеет вид: |
|
EAout max eAout (n) max
h(m) max eA (n m)
m 0
|
|
|
|
|
h(m)eA (n m) |
|
|
||
m 0 |
|
(11.19) |
||
|
QA |
|
||
|
|
|||
|
h(m) |
|
||
|
|
|
||
|
2 m 0 |
|
Таким образом, абсолютная граница квантования выходного сигнала зависит от импульсной характеристики системы и не зависит от статистических характеристик входного сигнала.
В заключение отметим, что ошибки округления при умножении имеют ту же природу происхождения, что и шум квантования, поэтому нет необходимости в отдельном их рассмотрении.
128
П р и л о ж е н и е 1
П.1.1. Точки разрыва и их классификация
Пусть функция f (x) определена в некоторой окрестности точки x0 . Кроме самой точки x0 , которая является точкой разрыва. При этом x0 называется ТОЧКОЙ РАЗРЫВА ПЕРВОГО РОДА, если функция f (x) имеет конечные пределы справа и слева в этой точке, т.е. график такой функции имеет в точке разрыва конечный скачок (рис. П.1).
y
x0 x
Рисунок П.2
Рисунок П.1
Во всех остальных случаях x0 называется точкой разрыва ВТОРОГО РОДА и в ней по крайней мере один из пределов справа или слева не существует или равен бесконечности. На рис. П.2 показан график функции
y |
1 |
, который имеет разрыв второго рода в точке x 0 . Примером функции, |
||||
x |
||||||
|
|
|
|
|
||
не |
имеющей предела в точке разрыва является |
функция вида y sin |
1 |
, |
||
|
||||||
|
|
|
|
x |
||
которая не имеет предела при x 0 . |
|
|
|
|||
|
|
П.1.2. Ряд Фурье для разрывной функции |
||||
|
|
Теорема (условие) Дирихле. Пусть функция |
f (x) непрерывна во всех |
точках промежутка ( ; ) , кроме точек x1 , x2 ,... xk (k – конечное число), где она имеет скачки. Если при этом в промежутке ( ; ) имеется лишь конечное число экстремумов (или их вовсе нет). то ряд Фурье для функции f (x) сходится всюду и сумма его всюду равна
12 [ f (x a) f (x 0)]
129
П р и л о ж е н и е 2
П.2.1. Интеграл от функции комплексного переменного
Рассмотрим комплексную плоскость (рис. П.2.1).
y
Zкон
Zнач
x
Рисунок П.2.1
Возьмем две точки – начальную Zнач и конечную Zкон на плоскости и соединим их какой-нибудь линией. Дадим определение интеграла от
комплексной функции |
f (z) . Для |
этого разобьем эту линию на |
р малых |
участков и граничные точки занумеруем так: |
|
||
|
zнач z0 ; z1 ; z2 ;...zкон z p |
|
|
Составим сумму |
|
|
|
|
p |
|
|
|
s f ( j ) (z j z j 1 ) |
(П.2.1) |
|
|
j 1 |
|
|
где точка j произвольно выбрана на участке линии между |
z j 1 и z j . |
||
При этом следует иметь в виду, |
что значения функции f ( j ) и величины |
||
z j z j 1 - это комплексные числа, |
поэтому при составлении суммы (П.2.1) |
||
действия производятся с комплексными числами. |
|
||
Интегралом мы |
будем называть сумму s при условии, что линия |
разбита на столь мелкие участки, что дальнейшее их размельчение практически не изменяет величину суммы s . Интеграл будем обозначать так
zкон |
|
I f (z)dz |
(П.2.2) |
zнач
Из определения следует, что интеграл множится на -1 при изменении направления интегрирования.
В теории функции комплексного переменного доказывается, что если f (z) - аналитическая функция (т.е. имеет производную) и если в области, ограниченной различными путями интегрирования (см. рис. П.2.1), f (z) нигде не обращается в бесконечность. то интеграл не зависит от выбора
130