Рис. 11.12

Рис. 11.13

201

Как видно, наличие глубокой отрицательной обратной связи через сопротивление (формируемое на нем выходное напряжениеполностьювключено последовательно с входным напряжением между базой и эмиттером транзистора с поворотом фазы на 180⁰) приводит к выравниванию усиления в широком диапазоне частот от 1 кГц до 100 МГц. Коэффициент усиления по напряжению меньше единицы (в модели 0,977 на частоте 1 МГц). Зависимость от частоты модуля входного сопротивления эмиттерного повторителя показана на рис. 11.14.

Рис. 11.14

На низких частотах входное сопротивление активно и равно 16,4 кОм (что согласуется с расчетами), а с ростом частоты выше 500 кГц его модуль уменьшается за счет влияния входной паразитной емкости транзистора.

202

Как видно из (11.13), для повышения входного сопротивления необходимо увеличивать значения сопротивлений . При их увеличении в 10 раз (это возможно для транзистора с малым рабочим током базы) по результатам моделирования величина входного сопротивления на низких частотах становится равной 83,5 кОм (проверьте это самостоятельно). С ростом уровня входного напряжения в эмиттерном повторителе появляются нелинейные искажения, для ослабления которых необходимо повышать рабочие токи транзистора, при этом уменьшаются значения сопротивленийи.

Таким образом, эмиттерный повторитель – это усилитель сигнала по току и мощности(коэффициент усиления по напряжению практически равен 1). Его основным достоинством являетсявысокое входное и низкое выходное сопротивления.

Эмиттерные повторители используются в основном в многокаскадных усилителях для согласованияих с высокоомным источником сигнала и низкоомной нагрузкой, как показано на рис. 11.15 (- ЭДС источника,- его внутреннее сопротивление,- сопротивление нагрузки).

Рис. 11.15

Проанализируйте структурную схему на рис. 11.15 при условии, что усилитель с резистивно-емкостными связями имеет низкое входное и высокое выходное сопротивления, а эмиттерный повторитель – наоборот, при этом примите кОм иОм. Сравните результаты со случаем отсутствия в схеме рис. 11.15 эмиттерных повторителей.

203

11.3. Резонансный усилитель

Рассмотренные выше апериодическиеусилительные каскады являются широкополосными. На практике часто необходимо обеспечить усиление сигнала только в узкой полосе частот, объединяя операции усиления и фильтрации. Эти задачи решаютсярезонанснымиусилителями, отличающимися от апериодических наличием резонансной нагрузки в виде параллельного колебательного контура. Пример схемы резонансного усилителя показан на рис. 11.16.

Рис. 11.16

Как видно, схема похожа на схему усилителя с резистивно-емкостными связями и отличается от нее только коллекторной нагрузкой, в качестве которой используется параллельный колебательный контур из элементов LиCс неполным включением в него транзистора и нагрузки, что ослабляет их шунтирующее действие (повторите необходимый материал

204

из раздела «Колебательные контуры»).

Входное напряжение создает переменный коллекторный ток, который протекает через колебательный контур и создает на нем переменное напряжение. Сопротивление параллельного колебательного контура максимально на резонансной частоте и резко падает при отклонении частоты источника от. Поэтому выходной сигнал будет значительным только если входной сигнал попадает в полосу пропускания колебательного контура.

Пример АЧХ резонансного усилителя с МГц показан на рис. 11.17. Приближенно можно записать

,

где - добротность контура. Как видно, значительное усиление сигнала обеспечивается в сравнительно узкой полосе частот, определяемой Рис. 11.17

полосой пропускания

параллельного колебательного контура с учетом шунтирующего действия транзистора и нагрузки.

Фильтрующие свойства нагрузки позволяют использовать транзистор резонансного усилителя в нелинейном режиме, обеспечивая при этом практически линейное усиление входного узкополосного сигнала, так как его гармоники находятся вне полосы частот контура и не вызывают на нем заметного падения напряжения.

205

11.4. Интегральные операционные усилители

Операционный усилитель (ОУ)– это аналоговая усилительная интегральная схема сдвумя входами(инвертирующим– отмечен знаком «-» ине инвертирующим– отмечен знаком «+») и одним выходом, условно-графическое обозначение которой показано на рис. 11.18, выполняющаяоперацию(отсюда и название)

, (11.17)

где - выходное напряжение ОУ,- напряжение на его инвертирующем, а- на не инвертирующем входах,- коэффициент усиления ОУ,- двухполярное напряжение питания ОУ (обычно отВ доВ).

Рис. 11.18

Для ОУ характерно высокое (для идеального ОУ -бесконечное) значение коэффициента усиления. Его реальные значения лежат в пределах от нескольких сотен до миллионов и уменьшаются с ростом частоты сигнала. Пример АЧХ и ФЧХ ОУ типа 154УД2 показан на рис.11.19. Как видно, рассматриваемый ОУ имеет приемлемые характеристики в диапазоне частот до 1 кГц. Современные высокочастотные ОУ (например,OPA847 фирмыTexasInstruments) могут функционировать на частотах до 200-500 МГц.

206

Рис. 11.19

Входные сопротивления ОУ достаточно велики(у идеального ОУ – бесконечны), а выходное – практическиравно нулю.

На базе ОУ можно реализовать различные электронные устройства обработки сигналов, и, прежде всего, их усилители.

При реализации усилителя используются две основные схемы: с не инвертирующим (рис. 11.20а) иинвертирующим(рис. 11.20б) включением ОУ (на схемахцепи питания ОУ не показываются).

Рис. 11.20

207

В усилителях на рис. 11.20 использована отрицательная обратная связь с помощью резистивного делителя .

Определим коэффициент усиления каскада на схеме рис. 11.20а, полагая ОУ идеальным (с бесконечными коэффициентом усиления и входными сопротивлениями). Схема не инвертирующего усилителя показана на рис. 11.21.

Рис. 11.21

Так как входное сопротивление ОУ бесконечно, то входной ток и. Выходное напряжение определяется (11.17) и если его величина конечна, то приполучим, то есть. С другой стороны нетрудно показать (проделайте это), что

, (11.18)

тогда получим выражение

, (11.19)

из которого определим коэффициент усиления не инвертирующего усилителя

. (11.20)

208

Как видно, коэффициент усиления , то есть выходной и входной сигналы синфазны (отсутствует инверсия входного сигнала) и его величинане зависит от коэффициента усиления ОУ , а определяется только сопротивлениямии. Это позволяет проектировать и изготавливать усилители с высокой точностью установки коэффициента усиления при значительном технологическом разбросе усиления самого ОУ (промышленность выпускает прецизионные резисторы с малой погрешностью значений сопротивления).

Входное сопротивление усилителя определяется соотношением [4]

, (11.21)

где входное сопротивление не инвертирующего входа самого ОУ (для идеального ОУ оно бесконечно). Приполучим, то есть не инвертирующий усилитель обладает оченьвысоким входным сопротивлением.

При получим схемуповторителя напряжения, показанную на рис. 11.22.

Рис. 11.22

209

Из (11.20) при получим, то есть в схеме рис. 11.22 входное и выходное напряжения практически одинаковы (как и в эмиттерном повторителе). Повторитель обеспечивает усиление сигнала по току и мощности и обладает огромным входным сопротивлением. Он всегда включается на входе аналого-цифрового преобразователя (АЦП).

Расчет схемы на рис. 11.22 проводится по заданному коэффициенту усиления. Пусть необходимо обеспечить . Выберем ОУ 154УД2 икОм (типичное значение), тогда из (11.20) следует

кОм.

Сопротивлениеобычно выбирают равным, тогдакОм.

Проведем схемотехническое моделирование разработанного усилителя, его модель показана на рис. 11.23. На рис. 11.24 приведены частотные характеристики усилителя. Как видно, обеспечиваются требуемые АЧХ и ФЧХ в диапазоне частот практически до 1 МГц.

Рассмотрим инвертиру- Рис. 11.23

ющий усилитель (рис. 11.20б),

схема которого показана на рис. 11.25. Полагая ОУ идеальным, получим , тогда

(11.22)

и в результате коэффициент усиления равен

210

. (11.23)

Рис. 11.24

Рис. 11.25

Отрицательное значение коэффициента усиления (11.23) означает, что при инвертирующем включении ОУ выходное и входное напряжения противофазны.

211

Как и в предыдущей схеме, коэффициент усиления каскада не зависит от величины коэффициента усиления ОУ, а определяется только сопротивлениями резисторов и.

Входное сопротивление усилителя равно

. (11.24)

Расчет усилителя проводится по заданным значениям коэффициента усиления и входного сопротивления. Например, приикОм получим

кОм,

кОм.

Проведем моделирование усилителя на базе ОУ 154УД2 с указанными параметрами элементов. Модель инвертирующего усилителя показана на рис. 11.26, а на рис. 11.27 – его частотные характеристики. Как и в предыдущем случае (рис. 11 24), усилитель обеспечивает требуемые характеристики на частотах до 1 МГц, но входное и выходное напряжения противо- Рис. 11.26

фазны. Как и ожидалось, входное

сопротивление равно (11.24) кОм (проведите моделирование самостоятельно).

На основе ОУ можно реализовать различные устройства аналоговой обработки сигналов. Примером может служить интегратор сигнала – электронное устройство, выходной сигнал которого пропорционален интегралу от входного напряжения. Схема интегратора показана на рис. 11.28.

212

Рис. 11.27

Рис. 11.28

Полагая ОУ идеальным, можно записать

, (11.25)

. (11.26)

213

Тогда окончательно получим (проделайте расчет самостоятельно)

. (11.27)

Проведем схемотехническое моделирование характеристик интегратора, модель которого показана на рис. 11.29 прикОм инФ. На рис. 11.30 приведены частотные характеристики интегратора. Там же показана гиперболическая зависимость, соответствующая АЧХидеальногоинтегратора.

Рис. 11.29

Рис. 11.30

214

Идеальное интегрирование обеспечивается при идеальном ОУ, при этом АЧХ имеет вид

, (11.28)

где

. (11.29)

Как видно на рис. 11.30, близкое к идеальному качество интегрирования обеспечивается на частотах сигнала выше 20Гц. На более низких частотах сказывается конечное значение коэффициента усиления ОУ. При подключении к интегратору импульсного источника сигнала результаты моделирования показаны на рис. 11.31 (проведите моделирование и анализ результатов самостоятельно).

Рис. 11.31

215

11.4. Электронный ключ

В цифровой технике широко распространены электронные (цифровые) ключи. В ключевых устройствах используются двоичные импульсные сигналы с двумя информативными значениями – «высокий»и «низкий»уровни, которым ставятся в соответствие логические символы «1» и «0» соответственно (рис. 11.32). Промежуточные значения напряжения (между высоким и низким уровнями) не имеют информационного смысла.

Рис. 11.32

Схема простейшего электронного ключа на биполярном транзисторе показана на рис. 11.33.

Рис. 11.33

216

На вход ключа подается напряжение вида рис. 11.32. При его высоком уровне (логической единице) ток базы велик и транзистор открыт. При этом ток коллектора велик, а коллекторное напряжение мало – уровень логического нуля. При низком уровне входного напряжения выходной сигнал имеет высокий уровень. Таким образом, рассмотренный ключ инвертирует входной сигнал и поэтому его называютинвертором.

Модель простейшего электронного ключа показана на рис. 11.34, а на рис. 11.35 приведены результаты его схемотехнического моделирования.

Рис. 11.34

Рис. 11.35

217

Импульсы входного напряжения (пунктир) с амплитудой 5 В (рис. 11.35) поступают от генератораV2 (рис. 11.34). При подаче высокого уровня напряжения на вход ключа наблюдается нарастание напряжения база-эмиттер за счет переходного процесса заряда паразитной емкости между базой и эмиттером транзистора, при этом уменьшается напряжение коллектора и на выходе устанавливается низкий уровень напряжения.

При переключении входного сигнала с высокого уровня на низкий транзистор переходит из открытого состояния (с высоким током базы) к закрытому (с нулевым током базы). В открытом состоянии ключа транзистор находится в режиме насыщенияи в области базы присутствует избыточныйзаряд, который должен «рассосаться» после перехода входного напряжения в низкий уровень. При этом ток базы меняет направление (рис. 11.35) , а ток и напряжение коллектора начинают «медленно» изменять свои значения по мере рассасывания носителей заряда в базе транзистора.

Как видно, переключение состояния электронного ключа происходит с задержкой, которая и ограничивает скорость работы цифровые устройств. Для ее увеличения необходимо уменьшать паразитные емкости и ускорять рассасывание заряда в базе. Последнее обеспечивается уменьшением тока базы открытого транзистора и включением между коллектором и базой специального полупроводникового диода с эффектом Шотки (диода Шотки), как показано в модели на рис. 11.36. Результаты моделирования показаны на рис. 11.37.

Сравнивая временные диаграммы на рис. 11.35 и рис. 11.37, нетрудно убедиться в эффективности схемотехнических методов повышения скорости срабатывания электронного ключа.

Помимо этого, важнейшей характеристикой электронного ключа в составе цифровых интегральных схем является потребляемая им мощность. В современной сверхбольшой интегральной схеме могут находиться до нескольких десятков

218

миллионов вентилей (простейших электронных ключей). Если каждый из них будет потреблять, например, 1 мкВт (маленькая мощность), то на кристалле такой интегральной схемы будет рассеиваться мощность в несколько десятков ватт, при этом он немедленно перегреется и выйдет из строя.

Рис. 11.36

Рис. 11.37

219

Для значительного снижения потребляемой мощности, особенно в статическом режиме (при отсутствии переключений), используют комплементарную (дополняющую) структуру вентиля, пример которой показан на рис. 11.38..

Рис. 11.38

При высоком уровне входного сигнала транзистор VT1 закрыт, аVT2 открыт, на выходе низкий уровень напряжения, и ток источника питаниячерез транзисторыVT1 иVT2не протекает, а значит, от него не потребляется мощность. При низком уровне входного напряжения наоборотVT1 открыт, аVT2 закрыт, на выходе высокий уровень напряжения, а ток источника питания опятьне протекаетчерез выходные транзисторыVT1 иVT2. Потребление мощности источника питания будет иметь место только в моменты переключения вентиля.

Схема управления формирует напряжения между базами и эмиттерами транзисторов VT1 иVT2 так, чтобы они не открывались одновременно. Можно организовать дополнительное («третье») состояние вентиля, при котором оба транзистораVT1 иVT2 закрыты и выходная цепь отключена от вентиля.

Комплементарные вентили реализуются и на полевых (МОП) транзисторах (КМОП интегральные схемы).

220

На рис. 11.39 показан пример простого двухвходового вентиля в интегральных схемах транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ). Если хотя бы на одном из входов или

присутствует напряжение низкого уровня (логический 0), то двухэмиттерный транзисторVT1 открыт, при этом открыты транзисторыVT2 иVT4, аVT3 закрыт и на выходе низкий уровень напряжения. Если на входахинапряжение высокого уровня (близкое к напряжению питания), то транзисторыVT1,VT2VT4 закрыты, аVT3 открыт, при этом на выходе высокий уровень напряжения.

Рис. 11.39

221

12. Генерирование сигналов

12.1. Виды генераторов и их характеристики

В различных областях электронной техники широко используются в качестве отдельных приборов и как встроенные в аппаратуру устройства генераторыпеременных сигналов. Они классифицируются по различным признакам:

- по диапазону частот – генераторы низких (до 300 кГц), высоких (от 300 кГц до 30 МГц) и сверхвысоких (выше 30 МГц) частот;

- по мощности – малой (до 30 мВт), средней (от 30 мВт до 3 Вт), большой (от 3 Вт до 1 кВт) и сверхбольшой (выше 1 кВт);

- по относительной нестабильности частоты формируемых сигналов (,- фактическая частота,- заданная частота сигнала генератора) различают генераторы с высокой (), малой () и сверхмалой () нестабильностью частоты;

- по форме сигналов – генераторы гармонических сигналов, импульсные генераторы (с различной формой импульсов), генераторы сигналов специальной формы, генераторы шумовых сигналов;

- по принципиальной схеме – RCиLCгенераторы, генераторы по схеме емкостной трехточки, мультивибраторы и т. д.;

- по способу возбуждения колебаний – самовоз-буждающиеся генераторы (автогенераторы), в которых колебания возникают при включении питания и генераторы с внешним возбуждением, в которых для возникновения колебаний требуется внешний запускающий сигнал.

Выходной сигнал генератора характеризуется частотой повторения, амплитудой (действующим значением), длительностью (для импульсных сигналов) и другими параметрами.

222

12.2. Структурная схема генератора гармонических колебаний, условия баланса амплитуд и фаз

Генератор представляет собой электронный усилитель сположительной обратной связью. Структурная схема генератора показана на рис. 12. 1. В его состав входят усилитель напряжения с комплексным коэффициентом передачии четырехполюсник обратной связи Рис. 12.1

с коэффициентом пере-

дачи .

Выходное гармоническое напряжение с комплексной амплитудой через цепь обратной связи как напряжениепоступает на вход усилителя (), суммируясь с его эквивалентными шумами на частотес комплексной амплитудой.

В момент начала работы генератора (включения питания) и на входе усилителя присутствует только малое шумовое напряжение. Оно усиливается и появляется на выходе со значением, а на выходе четырехполюсника обратной связи (на входе усилителя) возникает напряжение. Очевидно, что для нарастания амплитуды колебаний на входе (выходе) генератора необходимо выполнение условия, называемогоусловием самовозбуждениягенератора

. (12.1)

223

Как видно, для возникновения автоколебаний необходима положительная обратная связь с глубиной больше единицы (обычно ее выбирают равной 2-3). На рис. 12.2 показан полученный в результате моделирования пример временной диаграммы возникновения колебаний в гармоническом автогенераторе. Если условие самовозбуждения (12.1) не выполняется, то автоколебания не возникают.

Рис. 12.2

Если условие (12.1) выполняется, то с ростом амплитуды колебаний усилитель переходит в нелинейный режим, коэффициент усиления становится зависимым от амплитуды колебаний на выходе усилителя и с ее ростом падает. Стационарный режимработы гармонического автогенератора описывается уравнением

, (12.2)

224

которое распадается на два условия:

- баланса амплитуд

, (12.3)

- баланса фаз

, (12.4)

где - любое целое число.

Решение системы уравнений (12.3), (12.4) позволяет определить амплитуду и частоту автоколебаний. Часто оказывается, что уравнение (12.4) слабо зависит от амплитуды выходного напряжения, тогда из него можно приближенно определить частоту генерации , используя малосигнальное значение коэффициента усиления,

. (12.5)

Чаще всего решение (12.5) ищется при .

12.3. Автогенераторы LCтипа

Генераторы гармонический сигналов в диапазоне средних и высоких частот чаще всего строятся на основе резонансного усилителя. Вариант схемы такого автогенератора (рис. 11.17) с трансформаторной связью показан на рис. 12.3.

Частота колебаний генератора приближенно равна резонансной частоте контура

. (12.6)

225

Рис. 12.3

Нелинейные свойства усилительной части генератора (транзистора) описываются в соответствии со структурной схемой на рис. 12.4 колебательной характеристикой- зависимостью первой гармоники тока коллектораот амплитуды напряжения база – эмиттерна частоте генерации (не показаны цепи, обеспечивающие требуемый режим по постоянному току).

Рис. 12.4

226

На рис. 12.5а показан пример колебательной характеристики (кривая линия) в мягком режимевозбуждения (самовозбуждения). Он имеет место, если рабочая точка транзистора выбрана в линейной области динамических ВАХ (как в резистивном усилителе). Прямой линией показана зависимостьдля линейной части цепи (линия обратной связи).

Рис. 12.5

Прямая 2 соответствует выполнению условия самовозбуждения (12.1), при этом имеются две точки пересечения ее и колебательной характеристикой. В точке 0 имеется неустойчивое равновесие электронной системы и при любом отклонении от нуля напряжения(на рис. 12.6) за счет внутренних шумов возникнет первая гармоника тока коллектора, которая приведет к росту напряжения, что в свою Рис. 12.6

очередь вызовет рост

(рис. 12.6). Рост будет продолжаться достационарногозначенияв точке А.

227

В точке А имеет место устойчивое состояние электронной системы. При отклонении амплитуды колебаний на величинуна рис. 12.6 амплитуда тока изменяется так, что амплитудастремится к стационарному значению.

Прямая 1 на рис. 12.5а соответствует случаю невыполнения условия самовозбуждения (12.1), при этом имеется единственная точка 0 устойчивого равновесия системы, и при любом отклонении от нуля система возвратится в состояние покоя (проведите анализ самостоятельно).

На рис. 12.5б показан пример колебательной характеристики (кривая линия) в жестком режимевозбуждения, который имеет место, если рабочая точка размещается в начале входной динамической ВАХ (напряжение смещениямало). В этом случае при включении питания автоколебания не возникают, и для их появления необходим внешний запускающий импульс. Прямыми линиями показаны зависимостидля линейной части цепи при выполнении (прямая 2) и невыполнении (прямая 1) условия возбуждения (12.1). Для прямой 2 имеется три точки пересечения с колебательной характеристикой, из которых точки 0 и А устойчивы, а точкаB- неустойчива (проверьте это самостоятельно).

Условие самовозбуждения (12.1) обеспечивается соответствующим выбором коэффициента связи (взаимной индуктивности M) катушекLи.

Наличие высокочастотного трансформатора L,. является существенным технологическим недостатком автогенератора на рис. 12.3. На практике проще генератор посхеме емкостной трехточки, показанный на рис. 12.7а. И нем транзистор включен в схеме с общим коллектором. Резисторыобеспечивают режим работы каскада по постоянному току и могут выбираться из рассмотренных ранее соображений.

228

Рис. 12.7

Колебательная система генератора показана отдельно на рис. 12.7б. Транзистор подключен к ней в трех точках (К – коллектор, Э – эмиттер и Б – база), чем и обусловлено название схемы автогенератора. Коэффициент связи транзистора с контуром рис. 12.7б равен

, (12.7)

с его увеличением повышается глубина положительной обратной связи. Обычно величину выбирают в интервале. При большихповышается уровень нелинейных искажений выходного сигнала.

Частота автоколебаний определяется выражением

. (12.8)

Проведем схемотехническое моделирование автогенератора по схеме емкостной трехточки (рис. 12.8).

229

Рис. 12.8

На рис 12.9 показаны временные диаграммы выходного напряжения (вверху) и тока коллектора транзистора (внизу).

Рис. 12.9

230

Как видно, в начале наблюдается переходной процесс нарастания амплитуд колебаний, которые имеют гармонический характер. После достижения минимальными значениями тока коллектора нулевого уровня транзистор переходит в нелинейный режим отсечки тока, ток коллектора становится импульсным и рост его первой гармоники замедляется. Далее генератор постепенно переходит в стационарный режим и на его выходе формируются близкие к гармоническим колебания с постоянной амплитудой (при импульсном токе коллектора это обусловлено фильтрующими свойствами колебательного контура). Частота колебаний генератора в модели на рис. 12.8 равна 164,3 кГц (расчетное значение 160,7 кГц).

12.4. Автогенераторы RCтипа

В области низких частот (например, 1 кГц) в LCгенераторах необходимо использовать большие индуктивности и емкости, что технологически неудобно, прежде всего из-за значительных габаритов. В этом случае применяются схемыRCгенераторов, в которых используются усилитель с резистивно–емкостными связями и частотозависимыеRCцепи (фазовращатели). На рис. 12.10 показана модель (и схема)RCгенератора. В его состав входят эмиттерный повторитель на транзистореQ1, усилитель с резистивно – емкостными связями на транзистореQ2 иRCфазовращатель ().

На рис. 12.11 показана временная диаграмма напряжения на выходе генератора (на коллекторе транзистора Q2). Частота колебаний равна 5 кГц. Как видно, форма колебаний заметно отличается от гармонической (релаксационные колебания), что обусловлено плохими фильтрующими свойствами усилителя и цепи обратной связи.

Для улучшения формы колебаний в RCгенераторах используют цепи авторегулирования, которые уменьшают усиление по мере роста амплитуды колебаний.

231

Рис. 12.10

Рис. 12.11

Генератор можно реализовать на основе операционного усилителя, пример его схемы и модели показан на рис. 12.12а, а на рис. 12.13 приведена временная диаграмма выходного напряжения ОУ.

232

Генератор содержит усилитель на базе ОУ, в цепь положительной обратной связи которого включен мост Вина(рис. 12.12б).

Рис. 12.12

Рис. 12.13

Проведите исследование приведенных схем самостоятельно.

233

12.5. Импульсные генераторы

В электронной технике широко применяются генераторы импульсов различной формы. Наиболее распространены генераторы прямоугольных импульсов различного типа на дискретных транзисторах и интегральных схемах.

На рис. 12.14 показана модель транзисторного мультивибратора, а на рис. 12.15 - временные диаграммы выходных напряжений на коллекторах транзисторов.

Рис. 12.14

Рис. 12.15

234

Фактически мультивибратор представляет собой два резистивных усилителя, у каждого из которых выход соединен через емкость с входом другого (при этом обеспечивается положительная обратная связь). Так как усилители широкополосные, то форма колебаний далека от гармонической. На коллекторах транзисторов присутствуют противофазные последовательности прямоугольных импульсов.

Импульсный генератор можно реализовать на операционном усилителе, как показано в модели на рис. 12.16. Временные диаграммы выходного напряжения ОУ приведены на рис. 12.17.

Рис. 12.16

Рис. 12.17

235

13. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

13.1 Структурная схема источника питания

Для питания электронных устройств необходим источник электрической энергии (источник питания), чаще всего источник постоянного напряжения.

Для питания переносной аппаратуры используют электрические батареи или аккумуляторы. Стационарная аппаратура чаще всего питается от силовой сетипеременного тока с частотой 50 Гц и действующим значением напряжения 220 В.

Высокое переменное напряжение чаще всего непригодно для непосредственного использования и его необходимо преобразовать в постоянное напряжение, обычно с типовыми значениями напряжения питания полупроводниковой аппаратуры В. Структурная схема простого сетевого источника питания показана на рис. 13.1.

Рис. 13.1

Напряжение силовой сети (которое присутствует в домашней розетке) подается на силовой трансформатор, представляющий собой несколько обмоток (катушек индуктивности) на общем сердечнике (магнитопро-

Рис. 13.2 воде), изготовленном из пластин

трансформаторного железа, как условно показано на рис. 13.2.

236

На первичную обмоткуподается напряжение силовой сети, а свторичной обмотки(их может быть несколько) снимается переменное напряжениес требуемым действующим значением (например, 15 В). Магнитопровод обеспечивает «замыкание» силовых линий магнитного поля.

Выпрямитель преобразует двухполярные импульсы тока во вторичной обмотке трансформатора в однополярные (положительные или отрицательные), которые поступают в сглаживающий фильтр, на выходе (емкости) которого формируется постоянное напряжение. Выходное напряжение фильтра пропорционально напряжению силовой сети и изменяется при его колебаниях (от до). Если подобное непостоянство напряжения питания недопустимо, то напряжение с выхода сглаживающего фильтра подается на электронный стабилизатор, формирующий стабильное напряжение питания при наличии изменений сетевого напряжения.

13.2. Выпрямитель

Различают две основных схемы выпрямителя - однополупериодную(рис. 13.3а) идвухполупериодную(рис. 13.3б).

Рис. 13.3

Сетевое напряжение с действующим значением 220В подается на первичную обмотку силового трансформатора Тр.

237

На его вторичной обмотке (или двух вторичных обмотках) формируется пониженное переменное напряжение , поступающее на выпрямитель, построенный на одном или двух полупроводниковых силовых диодах.

Рассмотрим однополупериодный выпрямитель (рис. 13.3а). Расчет этой нелинейной цепи, эквивалентной показанной на рис. 8.2, можно провести численным или графоаналитическим методом (повторите соответствующий материал). В результате нетрудно получить временные диаграммы входного напряжения выпрямителя, тока диодаи напряжения на нагрузке, показанные на рис. 13.4а. Как видно, за счет вентильных свойств полупроводникового диодаVDвыпрямитель из гармонического сетевого напряженияформирует однополярные импульсы напряжения на нагрузке только в течение половины периода, чем и обусловлено его название. Во второй половине периода сетевого напряжения мощность в нагрузку не передается, что является существенным недостатком рассматриваемой схемы.

Рис. 13.4

238

Для получения отрицательных напряжений необходимо изменить на обратное включение диода VD.

Существенно лучшими характеристиками обладает двухполупериодный выпрямитель, схема которого показана на рис. 13.3б. Аналогично предыдущему нетрудно получить временные диаграммы его токов и напряжений, показанные на рис. 13.4б. Как видно, для положительной полуволны сетевого напряжения открыт диод VD1 и закрытVD2, а для отрицательной – наоборот. В результате в нагрузке суммируются токи диодов и напряжение на ней возникает для каждой полуволны сетевого напряжения, что удваивает передаваемую в нагрузку мощность.

Недостатком рассмотренной двухполупериодной схемы выпрямителя является необходимость двух одинаковых вторичных обмоток. Его лишена мостоваясхема выпрямителя, показанная на рис. 13.5.

Рис. 13.5

При положительной полуволне сетевого напряжения («+» в точке Aи «-» в точкеB) открыты диодыVD₁иVD₂(они соединены последовательно с нагрузкой и через них протекает импульс тока) и закрыты диодыVD₃иVD₄. При отрицательной полуволне («-» в точкеAи «+» в точкеB) открыты диодыVD₃ иVD₄ (через них протекает импульс тока) и закрыты диодыVD₃иVD₄.

339

Временные диаграммы токов и напряжений те же, что и на рис. 13.4б при замене и.

13.3. Сглаживающий фильтр

Сглаживающий низкочастотный фильтр предназначен для преобразования пульсирующего напряжения на нагрузке (рис. 13.4) в постоянное. Он включается между выпрямителем и нагрузкой. Простейшие типы фильтров показаны на рис. 13.6.

Рис. 13.6

Рассмотрим работу однополупериодного выпрямителя и С-фильтра, схема цепи показана на рис. 13.7а, ее модель - на рис. 13.7б. На рис. 13.8 представлены результаты схемотехнического моделирования работы выпрямителя.

Рис. 13.7

В верхней части рис. 13.8 приведены временные диаграммы напряжений на вторичной обмотке трансформатора

240

с амплитудой 15 В (гармоническая кривая) и на нагрузке-постоянноенапряжение с «пилообразной» компонентой, которую называютпульсациями от 14,25 В до 11,92 В, при этом изменение напряжения на нагрузке (амплитуда пульсаций) равно 2,33 В.

Рис. 13.8

В нижней части рис. 13.8 показаны временные диаграммы токов диода (импульсная кривая) и тока нагрузкиА (практически постоянная линия).

При положительной полуволне напряжения возникает импульс тока диода (первый раз большой, а в последующем их амплитуда падает), который заряжает конденсатор сглаживающего фильтра. После его прекращения конденсатор разряжается через сопротивление нагрузки, при этом напряжение на нем медленно падает до появления следующего импульса тока. Частота пульсаций равна 50 Гц.

241

В двухполупериодном выпрямителе (проведите его моделирование самостоятельно) импульсы тока возникают в два раза чаще, частота пульсаций становится равной 100 Гц и их амплитуда уменьшается, то есть выпрямитель работает лучше.

Использование более сложных фильтров уменьшает пульсации. Фильтры типа RC(рис. 13.6б) применяются в маломощных выпрямителях с малыми токами нагрузки. Фильтры типаLC(рис. 13.6в) сложнее и дороже (требуется большая индуктивностьL–дроссель), однако их эффективность значительно выше, особенно в мощных выпрямителях.

Выходное напряжение выпрямителя изменяется прямо пропорционально сетевому напряжению. Для устранения этого недостатка и резкого снижения амплитуды пульсаций между выпрямителем и нагрузкой включают электронный стабилизатор напряжения.

13.4. Электронный стабилизатор

Электронные стабилизаторы напряжения делятся на компенсационныеиимпульсные.

Структурная схема компенсационного стабилизатора показана на рис. 13.9. Регулирующий элемент (проходной транзистор) компенсирует разницу между входным и выходным напряжением. Схема управления сравнивает выходное напряжение с фиксированным заданным

Рис. 13.9 значением от источ-

ника опорного напряжения (выделяет их разность), усиливает разностный сиг-

242

нал и управляет регулирующим элементом, ее питание осуществляется от входного нестабильного напряжения.

Простейшая схема компенсационного стабилизатора показана на рис. 13.10а.

Рис. 13.10

Источником опорного напряжения является стабилитронVD(повторите необходимый материал). Управляющее напряжение между базой и эмиттером проходного транзистораVT1 равно разности опорного и выходного напряженийи поддерживается транзистором на постоянном уровнеВ в зависимости от типа транзистора и значения сопротивленияR. Например, с ростом входного напряжения начинает возрастать и выходное, однако при этом уменьшаетсяи транзистор начинает закрываться, что приводит к падению выходного напряжения до требуемого уровня (вариант падения входного напряжения рассмотрите самостоятельно).

Таким образом, проходной транзистор компенсируетизбыток входного напряжения по сравнению с требуемым выходным напряжением, которое определяется напряжением стабилизации стабилитрона. Очевидно, что входное напряжение должно быть больше выходного на несколько вольт.

Модель рассмотренного стабилизатора (с выпрямителем) показана на рис. 13.10б.

243

Временные диаграммы напряжений на входе выпрямителя , выходе выпрямителя (входе стабилизатора), на нагрузке (выходе стабилизатора)и на проходном транзисторе (между коллектором и эмиттером)показаны на рис. 13.11 (сравните их с приведенными в верхней части рис. 13.8).

Рис. 13.11

Как видно, в установившемся режиме напряжение на нагрузке практически постоянно, пульсации отсутствуют.(они скомпенсированы стабилизатором – изменением напряжения ).

При изменении входного напряжения стабилизатора в области выходное напряжение мало изменяется, о чем свидетельствует полученная в ходе моделирования зависимость, показанная на рис. 13.12.

244

Рис. 13.12

Недостатком компенсационных стабилизаторов является большая мощность рассеивания на проходном транзисторе, особенно при большом токе нагрузке и значительной разнице между входным и выходным напряжениями. При этом снижается коэффициент полезного действия (КПД)стабилизатора, равный отношению выходной мощностик входной,

. (13.1)

Например, при В,В иА на коллекторе транзистора рассеивается мощность 16 Вт и. Для отвода тепла необходимо использовать радиатор, что увеличивает габариты и усложняет конструкцию стабилизатора.

245

Высокий КПД обеспечивают импульсные стабилизаторы напряжения. Их структурная схема имеет вид рис. 13.9, но в этом случае регулирующий элемент (транзистор) работает в ключевом режиме (он либо открыт, либо закрыт). Переключение транзистора осуществляет импульсная схема управления, которая сравнивает выходное и опорное напряжения и выбирает такую длительностьоткрывающего транзистор импульса, чтобы выходное напряжение на накопительной емкости оставалось постоянным. В ключевом режиме регулирующий транзистор потребляет небольшую мощность (практически только в моменты переключения), что позволяет получать высокие значения КПД (). Для улучшения технических характеристик используется накопительная индуктивность.

Развернутая функциональная схема импульсного стабилизатора показана на рис. 13.13, упрощенные временные диаграммы приведены на рис. 13.14.

Рис. 13.13

Выпрямитель выдает постоянное напряжение . Электронный ключ ЭК (транзистор) замыкается и размыкается по сигналу от схемы управленияв виде последовательности прямоугольных импульсов (рис. 13.14), их высокий уровеньзамыкает ключ. При замыкании ключа ток от выпрямителя через индуктивностьLпротекает через нагрузку и за-

246

ряжает емкостьC(диодVDзакрыт).

После размыкания ключа ток индуктивности продолжает протекать в том же направлении (в соответствии с законом коммутации, рассмотренном при изучении переходных процессов) и начинает уменьшаться. При этом напряжение на индуктивности и на диоде меняет знак Рис. 13.14

и диод открывается. Таким

образом, энергия, накопленная индуктивностью в открытом состоянии ключа, дополнительно заряжает конденсатор Cи передается в нагрузку.

Схема управления сравнивает выходное напряжение с опорным и при наличии отклонения изменяет длительность импульсов (этот процесс называют широтно-импульсной модуляцией – ШИМ), увеличениеприводит к росту выходного напряжения. Частота импульсной последовательности обычно постоянна и составляет несколько десятков килогерц.

Электронная промышленность выпускает готовые интегральные схемы управления импульсными стабилизаторами.

Импульсные устройства стабилизации и преобразования постоянных напряжений создают помехи, которые могут оказывать влияние на работу чувствительной электронной аппаратуры (радиоприемных устройств, биомедицинских приборов), что является существенным недостатком импульсных стабилизаторов.

247

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Рассмотренные в учебном пособии вопросы являются весьма значимыми при изучении и проектировании электронной аппаратуры.

При освоении материала целесообразно использовать современные программы схемотехнического моделирования, позволяющие проводить глубокие и содержательные исследования, в том числе и при проведении лабораторных работ.

Для изучения современной микроэлектронной элементной базы огромное количество информации (в том числе и русскоязычной) можно получить в Internetна сайтах фирм-производителей и торгующих организаций.

248

ПРИЛОЖЕНИЕ

Транзистор КТ3102АМ

Биполярный транзистор типаn-p-nКТ3102АМвыпускается в пластмассовом корпусе, чертеж которого (вид снизу и сбоку) показан на рис. П1.

В табл. П1 приведены рабочие, а в табл. П2 – предельно допустимые параметры транзистора. На рис. П2 представлены вольтамперные характеристики транзистора в схеме с общим эмиттером.

Рис. П1

Таблица П1

Параметр	Значение
Обратный ток коллектора мкА	0,05
Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером	100-250
Модуль на частоте 100 МГц не менее	2
Емкость коллекторного перехода пФ	6

249

Таблица П2

Параметр	Значение
Максимально допустимое напряжение коллектор-эмиттер и коллектор-базаВ	50
Максимально допустимое напряжение база-эмиттер В	5
Максимально допустимый ток коллектора мА	250
Максимально допустимая рассеиваемая на коллекторе мощность мВт	250

Рис. П2