Шумахер У. Полупроводниковая электроника

может быть описано следующим выражением:

μn — коэффициент подвижности электронов;

μp — коэффициент подвижности дырок;— время жизни носителей заряда.

Для приведённого выше выражения сделано допущение, что ток определяется в основном только рекомбинацией внутри области собственной проводимости. Однако если принять за эффективное (действительное) время жизни зарядов, то приведённое выше выражение также будет справедливо при учете инжекционного тока в областях p+- и n+-типа и рекомбинации на границе различных поверхностей (например, между кремнием и оксидом). В общем случае, это является одной из основных причин уменьшения величины при уменьшении тока. На Рис. 2.6 приведены типовые значения сопротивления rf.

Если p-i-n-диод работает на высоких частотах, то при смещении перехода в прямом направлении он действует, в первую оче-

Таблица 2.1. Параметры диодов

редь, как линейное сопротивление. В таком случае на практике используется правило, что частота сигнала должна быть много больше, чем величина, обратная :

f ≥ 10τ .

В этом случае подавляется модуляция концентрации носителей заряда, а следовательно, исключается появление негармонических эффектов.

Если p-i-n-диод используется в качестве ключа, то его основными характеристиками являются малое прямое сопротивление и, как следствие, малые потери при смещении p-n-перехода в прямом направлении, а также высокий уровень изоляции при обратном напряжении благодаря низкой ёмкости перехода. В Табл. 2.1 приведено сравнение основных параметров типовых высокочастотных p-i-n-диодов.

2.2.1.Измерение электрических параметров p-i-n-диодов

При приложении к диоду прямого напряжения значения rf и C0 могут быть измерены при помощи измерителя полного сопротивления, например HP4291. Для опре-

деления времени жизни носителей заряда требуется другая измерительная установка (см. Рис. 2.7).

Длительность отрицательного импульса генератора должна превышать ожидаемое время жизни носителей заряда. Режим работы по постоянному току и амплитуда импульса должны быть выставлены так, чтобы на экране осциллографа получилась картинка, похожая на приведённую на Рис 2.8.

2.3.Определение ёмкостей биполярных транзисторов

Существует множество исторически сложившихся способов определения ёмкостей в транзисторе (см. Рис. 2.9). Наиболее просто определить ёмкости между каждыми из трёх выводов транзистора. Способы их определения будут рассмотрены в следующем подразделе.

0.5 В

0 В

–0.15 В

–0.3 В

τrr

Рис. 2.8. Осциллограмма для измерения времени жизни носителей заряда.

В этом примере прямой ток If = 10 мА (0.5 В, 50 Ом), обратный ток Ir = 6 мА. Время rr (длительность затухания импульса при приложении обратного напряжения), измеренное от спада импульса до точки, когда обратный ток достигает 3 мА, позволяет найти и оценить значение , которое может быть использовано для установления соотношения между rr и .

Для выбранного соотношения токов логарифм приближённо равен 1.

B

C

Рис. 2.9. Основное определение: эквивалентная схема биполярного транзистора.

На Рис. 2.10…2.15 приведены различные способы определения и измерения ёмкостей транзисторов. При этом используются следующие обозначения:

CCB — ёмкость коллектор—база; СCE — ёмкость коллектор—эмиттер; CEB — ёмкость эмиттер—база;

CIBO — входная ёмкость в схеме с общей базой при холостом ходе на выходе, также обозначается как CIB, CEBO, CE

CIBO = CEB + (CCE·CCB)/(CCE + CCB);

CIBS — входная ёмкость в схеме с общей базой при коротком замыкании на выходе, также обозначается как CIB, CEBS, C11B, C11E

CIBS = CEB + CCE;

COBO — выходная ёмкость в схеме с общей базой при холостом ходе на выходе, также обозначается как COB, CCBO, CC

COBO = CCB + (CCE·CEB)/(CCE + CEB);

Рис. 2.10. Схема для определения CIBO.

CIBS

Рис. 2.11. Схема для определения CIBS.

Х.Х.

' COBO

Рис. 2.12. Схема для определения COBO.

COBS

Рис. 2.13. Схема для определения COBS.

CRE

Рис. 2.14. Схема для определения CRE.

CRE — обратная ёмкость в схеме с общим эмиттером, также обозначается как C12E

CRE = CCB.

Ёмкости CEB и CCE не оказывают никакого влияния на точность измерений ёмкости CCB при помощи измерительного ёмкостного моста.

CRB — обратная ёмкость в схеме с общей базой, также обозначается как C12B

CRB = CCE.

Ёмкости CEB и CCB не оказывают никакого влияния на точность измерений ёмкости CCE при помощи измерительного ёмкостного моста.

2.3.1. Измерение ёмкостей CCB, CCE и CEB

Для простых измерений может использоваться ёмкостной мост (например, HP4279A). Данный мост может измерять ёмкость между двумя коаксиальными выходами при незначительных значениях ёмкостей коаксиальных входов по отношению к земле. Эти выходы также используются для подачи любого требуемого напряжения смещения постоянного тока.

Для измерения CCB эмиттер транзистора соединяется с землёй. Измерение производится между коллектором и базой.

Для измерения CCE база транзистора соединяется с землёй. Измерение производится между коллектором и эмиттером.

Для измерения CEB коллектор транзистора соединяется с землёй. Измерение про-

изводится между эмиттером и базой. Принцип измерений выводится из при-

ведённых выше определений СRE и CRB. При заземлении третьего вывода измеряется ёмкость только между двумя оставшимися.

CRB

Рис. 2.15. Схема для определения CRB.

2.4.Определение параметров малосигнального ВЧ транзистора путём измерения трёх параметров

Стремясь сократить время на проектирование, разработчики всё чаще прибегают к помощи автоматизированных средств моделирования, которые могут обеспечить

Сетевой

анализатор

HP8753C

3 МГц…6 ГГц

Измеряемое

устройство

HP 6626

Интерфейсная шина HP

Контроллер 486/33 МГц

удовлетворительные результаты, только когда имеются достаточно точные и ясные экспериментальные данные и значения параметров приборов.

Цель данного раздела заключается в объяснении источников получения требуемых значений и в помощи читателям при проведении собственного анализа и измерений.

2.4.1.Измерение S-параметров транзисторов

а) Измерение с использованием измерительного стенда

Измерение S-параметров полевых и биполярных транзисторов производится на прецизионных измерительных стендах с сопротивлением 50 Ом в схеме с общим истоком или с общим эмиттером. При этом должна быть проведена полная 2-портовая калибровка на обоих концах ВЧ кабеля. Для получения S-параметров на плоскости отсчёта транзистора, анализатор цепи вводит

предварительно определённые S-параметры измерительной установки в расчёт для калибровки по 12 параметрам (см. Рис. 2.16).

Затухание для Порта 1 необходимо установить достаточно большим, чтобы обеспечить работу исследуемого устройства в режиме малых сигналов даже при малых токах коллектора и низких частотах. Помехи могут быть подавлены путём снижения значения устанавливаемого коэффициента затухания Порта 2 на 20 дБ при очень малой ширине полосы пропускания ПЧ.

На Рис. 2.17 и Рис. 2.18 показано расположение плоскостей отсчёта для двух различных типов корпусов.

Настройка источников тока HP6626 производится в соответствии с указаниями по применению AN376-1 компании HewlettPackard. В них описываются преимущества конфигурирования напряжения коллекторного перехода и прямой установки тока эмиттера.

б) Использование микрополосковых плат

Многие пользователи для измерения S- параметров транзистора предпочитают использовать недорогие SMA-соединители, расположенные на микрополосковой плате. После 3.5-миллиметровой калибровки производится коррекция расстояния между соединителем и транзистором при помощи функции «electrical delay» (время задержки) измерителя. Неточности, возникающие изза использования штыревого соединителя, ошибки при измерении полного сопротивления и затухание не учитываются.

Более точным является проведение TRLкалибровки с использованием соответствующих стандартов, прецизионной 50-омной линии и специальных штыревых соединителей.

Еще один недостаток данного метода заключается в том, что измеренные значения включают значения индуктивностей переходных отверстий для подключения эмиттера к земле. Эти значения не учитываются в S- параметрах, приведенных в спецификации.

2.4.2.Установка для измерения коэффициента шума транзистора

Описанная в данном разделе установка может использоваться на частотах до 2000 МГц и не требует наличия каскада преобразования частоты между предусилителем и измерителем коэффициента шума (см. Рис. 2.19). Измерение параметров транзисторов производится на прецизионной измерительной установке.

Импеданс источника может быть настроен на Fmin, а импеданс нагрузки — для

получения максимального усиления. Использования циркуляторов можно избежать путём уменьшения диапазона изменения импеданса источника шума при помощи 10-дБ аттенюатора и применения усилителя с хорошим согласованием сигналов.

Одним из методов исключения специальных коалибровочних цепей является прямое подключение настроечного устройства к 50-омному задатчику, без исследуемого прибора. В этом случае табличные значения ENR (Excess Noise Ratio — коэффициент избыточного шума), поступающие на вход, должны снижаться за счёт затухания в цепи между шумовым диодом и исследуемым прибором. При измерении параметров биполярного транзистора в большинстве случаев дополнительное затухание можно сделать незначительным, используя настроечное устройство с высоким значением Q.

2.4.3.Установка для измерения коэффициента шума смесителя

Частотный сдвиг значений ENR для калибровки и отображения измеренных величин осуществляется путём установки параметра коэффициента шума SP 1.3 измерителя, частота входного сигнала fIF устанавливается при помощи SP 3.0. Одно сочетание fLO и fIF определяет частоту измерения, другое — отражённый сигнал помехи, отстоящей на 2fIF, которую следует подавлять, например, с помощью настраиваемого полосового фильтра.

Так как шум гетеродина приёмника не может быть подавлен при помощи калиб-

ровки, чрезвычайно важно, чтобы выбранный генератор имел очень чистый спектр, с малыми фазовыми и AM-помехами. Это может быть, например, ламповый или кварцевый генератор (см. Рис. 2.20).

2.4.4.Измерение значения точки интермодуляции третьего порядка (IP3)

Несмотря на то что эмпирическое выра-

жение IP3OUT = P–1дБ + 10 дБ наводит на мысль, что вместо IP3 можно использовать

1-децибельную точку компрессии P–1дБ, настоятельно рекомендуется определять именно интермодуляцию (Рис. 2.21). На практике, режимы работы для их измерения почти не сопоставимы — IP3OUT является параметром класса A, в то время как P-1дБ — это параметр, связанный с ограничением сигнала при высокой мощности.

Искажения третьего порядка, возникающие в исследуемом приборе, создают интермодуляционные составляющие (IM) на частотах 2f1 – f2 и 2f2 – f1. Точка интермодуляции выходного сигнала, IP3OUT, определяется как точка пересечения экстраполяции интермодуляционной составляющей третьего порядка (3:1) с экстраполированной составляющей основной частоты (1:1), как функции входной мощности.

Точка интермодуляции, измеренная на выходе, может быть также определена для входа.

Точка интермодуляции третьего порядка на выходе [дБм]:

IP3IN

PIN

Рис. 2.21. Определение точки интермодуляции.

IP3OUT = POUT + dIM/2.

Точка интермодуляции третьего порядка на входе [дБм]:

IP3IN = PIN + dIM/2.

IP3OUT – IP3IN = Gain = POUT – PIN,

где POUT и PIN — мощность сигналов для одной частоты; dIM — разность между состав-

ляющей основной частоты и интермодуляционной составляющей; Gain — коэффициент усиления.

Сумматор мощностей/ Сплиттер

f1 Генератор

f2 Генератор

LP f1 – f2 ~ 1…5 МГц

Для задания интермодуляционных составляющих в диапазоне от 50 до 60 дБ измерения проводятся при низком уровне сигнала. Затухание между исследуемым прибором и ваттметром должны быть точно определены и учтены при расчёте. На Рис. 2.22 приведена схема измерительной установки.

Несмотря на то что характерной областью применения описанной выше системы является определение характеристик транзисторов или усилителей, её также можно использовать соответствующим образом и для смесителей. В этом случае анализатор спектра должен быть настроен на частоту

f1 – fLO, но не должен влиять на определение уровней. Ваттметр показывает значе-

ния мощностей для двух несущих частот. Для вычисления IP3 требуется определить мощность только одной несущей частоты (на уровне –3 дБ).

2.5. Биполярные ВЧ транзисторы

С того момента как началась разработка ВЧ транзисторов, в качестве вывода коллектора у малосигнальных биполярных транзисторов используется обратная сторона подложки кристалла. Благодаря технологии SIEGET (SIEmens Grounded Emitter Transistor), для четвёртого поколения транзисторов удалось получить максимальные рабочие частоты до 25 ГГц. Это делает их особенно подходящими для применения в устройствах мобильной связи (см. Рис. 2.23). На сегодняшний день компания

Рис. 2.23. В транзисторах семейства SIEGET удаётся получить значительно б‚ольшие коэффициенты усиления, чем в ВЧ транзисторах предыдущего поколения.

Infineon AG уже может предложить транзисторы 5-го (B6HFe) и 6-го поколений (крем- ний-германиевые) с граничными частотами до 70 ГГц.

Производство ВЧ транзисторов в компании Siemens началось в 1964 году. Непосредственным толчком для перехода от использования германия, который тогда был преобладающим материалом, на кремний стали жёсткие требования по тепловой стабильности и линейности для широкополосных каналов связи. Граничная частота (fT) для первого поколения этих приборов составляла 2 ГГц. Появление ионной имплантации в 1975 году создало благоприятную

возможность для использования мышьяка вместо фосфора в качестве легирующей примеси для эмиттера, что позволило повысить граничную частоту fT для второго поколения приборов до 5 ГГц. В конечном итоге, использование установки фотолитографии с последовательным шаговым экспонированием сделало возможным изготовление транзисторов третьего поколения. Используя 0.8-мкм структуры, в этих транзисторах удалось получить граничную частоту 8 ГГц, что позволило создать усилители с частотами до 2 ГГц. Для того чтобы соответствовать требованиям рынка по воспроизводимости приборов и снижению стоимости, процесс изготовления старых поколений устройств был переработан на основе 4-го поколения приборов и переведён на выпуск новой линейки ИС. Широкий ассортимент микросхем шести поколений, который охватывает диапазон частот от 100 МГц до 12 ГГц, подходит для различных применений не только в области мобильной связи, но также и в области бытовой и автомобильной электроники.

2.5.1. SIEGET

До недавнего времени биполярные ВЧ транзисторы создавались на подложке n- типа (см. Рис. 2.24). В результате обратная сторона кристалла неизбежно становилась контактом коллектора, вследствие чего кристалл транзистора всегда монтировался на коллекторный вывод корпуса. База и эмиттер, располагающиеся на верхней стороне кристалла и имеющие гребенчатую

форму, должны привариваться к выводам корпуса тонкой золотой проволокой. Эти проволочные соединения имеют индуктивность, которой нельзя пренебречь на высоких частотах. Соединение с эмиттером, в частности, представляет собой отрицательную обратную связь в цепи заземления, что может привести к снижению коэффициента усиления на 10 дБ. Используя принцип SIEGET, компании Siemens удалось решить эту проблему революционным путем.

SIEGET-транзисторы производятся по технологии B6HF — технологический процесс для интегральных ВЧ микросхем – с граничной частотой 25 ГГц. Реальный транзистор изготавливается на слабо легированной подложке p-типа. Таким образом, сам транзистор остается изолированным от подложки, и, следовательно, можно установить кристалл транзистора на вывод корпуса, соединяющийся с землёй. Однако, в отличие от более ранних поколений приборов, коллектор необходимо вывести на верхнюю часть кристалла и там разварить. Взамен, эмиттерное соединение может быть перемещено вниз по наикратчайшему пути при помощи нескольких соединительных проводников. Таким образом, индуктивность эмиттера уменьшается от 1 нГн при старой технологии размещения до 0.25 нГн, эмиттер выходит прямо на высокочастотную землю. Традиционную конструкцию можно сравнить с человеком, стоящем на голове, в то время как теперь всё становится на свои места. Процесс производства основывается на получении легиро-

ванных слоев из поликремния. Это самосовмещающийся процесс, использующий промежуточные маски и радикальное сокращение всех продольных и вертикальных размеров. В результате толщина базы составляет всего лишь 80 нм, а ширина эмиттера — 400 нм. Запирающее напряжение коллектор—эмиттер снижается до 4.5 В, что позволяет получить более высокие плотности токов и приводит к относительному уменьшению внутренней обратной передаточной ёмкости, которая является одним из факторов, определяющих коэффициент усиления на ВЧ. Например, у BFP 405 остаточная ёмкость составляет только 50 фФ. Другим фактором, который вносит значительный вклад в уменьшение ёмкости, является то, что в новой технологии больше не используется карман базы — вместо этого контакт к базе обеспечивается посредством легированного примесью p- типа слоя поликремния, расположенного рядом с эмиттером. Выводы базы и эмиттера разделены только тонким изолятором.

При использовании SIEGET решается старая как мир проблема, которая с самого начала озадачивала разработчиков схем: возникающие в биполярных транзисторах тепловые потери всегда выделяются на коллекторе. В этом случае пользователь сталкивается с трудно выполнимой задачей по управлению не только напряжением питания, но и ВЧ сигналом и рассеиваемой

отсутствует.

Для того чтобы полностью использовать превосходные характеристики нового транзисторного кристалла (см. Рис. 2.25), необходимо было разработать специальный корпус, подходящий для работы на высоких частотах. Транзисторы семейства SIEGET поставляются в специально модифицированных миниатюрных корпусах SOT343. Корпус размерами 2 1.3 мм позволяет использовать его даже в сверхкомпактных мобильных телефонах. Совсем недавно эти транзисторы также появились в маленьких плоских корпусах TSFP-4 с ещё меньшими размерами 1.4 0.8 мм. Установочная высота теперь составляет менее 0.59 мм, поэтому данные корпуса также могут применяться в модулях.

Для снижения индуктивности эмиттера кристаллы SIEGET-транзисторов устанав-

зисторы демонстрируют при этом напряжении свои оптимальные характеристики.

В результате открываются новые возможности для применения данных транзисторов даже в устройствах мобильной связи при VCE < 1 В. Обычно проблемой, связанной с усилителями, оптимизированными для получения минимальных коэффициентов шума на ВЧ, является снижение коэффициента усиления из-за рассогласования. SIEGET-транзисторы одновременно обеспечивают как очень низкий коэффициент шума, так и высокий коэффициент усиления (см. Рис. 2.28). Благодаря оптимальной зависимости импеданса биполярных транзисторов от частоты можно, например, управлять транзистором BFP 420 во многих широкополосных устройствах без согласования. Одним из преимуществ данных

Рис. 2.28. Коэффициент шума и коэффициент усиления транзисторов семейства SIEGET.

транзисторов по сравнению с арсенид-га- лиевыми полевыми транзисторами является их достаточно простое согласование с 50Ом нагрузкой. Это предоставляет разработчику еще больше свободы, так что в случае необходимости можно даже оптимизировать усилитель для лучшего согласования и/или для стабильности при низких коэффициентах усиления. Результаты, полученные при работе на частотах около 6 ГГц, точно такие же, как и у традиционных транзисторов при работе на частоте 2 ГГц.

2.5.2. Применение

Три модели транзисторов семейства SIEGET — BFP 405, BFP 420 и BFP 450 — охватывают диапазон токов от менее 10 мА до 100 мА (Табл. 2.2).