Тема 5. Методы защиты рлс от помех

5.1. Общая характеристика методов защиты рлс от помех

Повышенные требования к уровню достоверности информации, поступающей на вычислительные комплексы АС УВД, вызывают необходимость использования специальных методов защиты РЛС от помех. Воздействие помех проявляется в уменьшении вероятности правильного обнаружения, в повышении уровня ложных тревог, в снижении точности определения координат РЛС обзора воздушного пространства.

Различают помехи двух видов: шумы приемного устройства РЛС и помехи, создаваемые внешними источниками.

Внешние помехи делятся на активные и пассивные. К активным можно отнести сигналы, излучаемые соседними радиотехническими средствами, атмосферные и индустриальные помехи, шумы космического пространства; к пассивным—сигналы, отраженные от подстилающей поверхности, местных предметов, метеообразований и спорадические помехи.

По характеру колебаний помехи делятся на непрерывные (флуктуационная помеха, непрерывное модулирование или немодулированные колебания) и импульсные (несинхронная и синхронная импульсные помехи).

Принципиально защита от помех базируется на отличии параметров полезных сигналов от мешающих. При этом для борьбы с внутренними шумами и близкими к ним по структуре шумовыми радиопомехами разрабатывают оптимальные или квазиоптимальные схемы приемных устройств. Защита от естественных, взаимных и организационных помех, сходных по структуре с зондирующими сигналами, требует применения специальных устройств.

Устройства защиты от помех - это технические средства, обеспечивающие заданный уровень помехозащищенности РЛС.

Их можно разделить на три обобщенные группы, обеспечивающие селекцию сигналов, компенсацию радиопомех и защиту приемников РЛС от перегрузок. Широкое распространение в современных РЛС получают устройства с адаптацией, которые изменяют параметры сигнала или характеристики РЛС таким образом, чтобы в условиях помех данного типа в максимальной степени снижался уровень ложных тревог РЛС.

Примером может служить система автоматической стабилизации уровня шума, поддерживающая неизменным уровень ложных тревог при действии широкополосных шумовых помех.

Как правило, устройства с адаптацией управляют работой других систем защиты от помех.

5.2. Селекция сигналов

Различают первичную, вторичную и функциональную селекции.

Первичную селекцию полезного сигнала из его смеси с помехой осуществляют устройства, входящие в состав основных узлов РЛС.

Существуют следующие виды первичной селекции: пространственная, поляризационная, частотно-фазовая, временная, амплитудная, структурная.

Пространственная селекция осуществляется антенной системой РЛС. Чем уже ДНА и меньше уровень боковых лепестков, тем сильнее подавление мешающих сигналов, выше уровень пространственной селекции. Например, для борьбы с помехами от подстилающей поверхности используют антенны с острым срезом ДН на малых углах места. Высокая крутизна склона ДН в направлении земли (10 дБ/град для угла места 2°) обеспечивает высокую степень контраста эхо-сигнала от цели.

Оптимальная антенна, ДНА которой описывается полиномом Чебышева, имеет минимальный уровень боковых лепестков при заданной ширине главного лепестка. Необходимую диаграмму направленности антенны формируют путем рационального распределения амплитуды и фазы электромагнитного поля в раскрыве антенны.

Для борьбы с пассивными помехами от метеобразований используют

поляризационную селекцию. В ее основе лежит различие эффективной площади отражения объектов и их матриц рассеяния.

Для реализации метода подавления, основанного на поляризационной селекции отраженного сигнала, современные РЛС излучают колебание с круговой поляризацией.

Капли дождя, имеющие почти правильную сферическую форму, практически сохраняют круговую поляризацию отраженной волны, изменяя лишь направление вращения вектора ее электрического поля на противоположное. Такой сигнал является ортогональным по отношению к излученному и существенно подавляется в антенно-волноводном тракте РЛС. Волна, отраженная от самолета, вследствие несимметричности последнего, имеет эллиптическую поляризацию с постоянно меняющимися параметрами, вследствие чего на входе приемника формируется результирующий вектор, соответствующий полезному сигналу.

Применение круговой поляризации в РЛС увеличивает отношение сигнал-помеха для слабого дождя на 25—30 дБ. С возрастанием интенсивности осадков Н эффективность поляризационной селекции снижается.

Так, при H = 2-10 мм/ч коэффициент подавления помехи γ = 20-15дБ, где γ = P_пр/Р_{пр max}, P_пр ,Р_{пр max} — соответственно мощности на входе приемника реального сигнала и сигнала, согласованного с поляризацией приемной антенны. При использовании круговой поляризации ослабляются на 6-8 дБ и полезные сигналы. В связи с этим при отсутствии мешающих отражений целесообразно переходить к излучению линейно-поляризованных волн.

Первичная частотно-фазовая селекция основывается на различии частотно-фазовых характеристик принимаемых сигналов и действующих помех. При этом используются системы частотной и фазовой автоподстройки, позволяющие сузить полосу пропускания приемника, методы оптимальной фильтрации, осуществляющие селекцию на основе различия спектров сигнала и помехи. При нормальном распределении помех коэффициент передачи оптимального фильтра на фиксированной частоте пропорционален отношению интенсивности составляющих спектра сигнала к соответствующим составляющим спектра помех на этой частоте. При помехах негауссова типа оптимальными могут быть нелинейные фильтры, включающие ограничители выбросов помехи. Для борьбы с узкополосными помехами используются режекторные фильтры, фильтры верхних частот.

К частотной селекции относятся методы, основанные на изменении несущей частоты и частоты следования зондирующих импульсов. Наиболее эффективным является быстрое изменение несущей частоты РЛС от импульса к импульсу по случайному закону. Благодаря усреднению значений эффективной площади рассеяния цели на разных несущих частотах улучшаются характеристики обнаружения цели, уменьшаются ошибки измерения угловых координат цели. Перестройка по частоте дает возмож-ность снижать необходимое отношение сигнал-шум на 7 дБ при вероятности правильного обнаружения Р_п.о=0,9 и при прочих равных условиях.

Изменение периода следования зондирующих импульсов служит в основном для борьбы со «слепыми» скоростями в когерентно-импульсных РЛС. «Слепой» называется скорость цели, создающая доплеровский сдвиг частоты отраженного сигнала, кратный частоте повторения импульсов РЛС и подавляемая схемой череспериодной компенсации системы селекции движущихся целей (СДЦ).

Устройства временной селекции, осуществляющие сравнение по длительности импульсов, по частоте повторения и по времени их появления позволяют выделить сигналы на фоне активных и пассивных импульсных помех.

Устройства с амплитудной селекцией предназначены для борьбы с флуктуирующими помехами типа белого шума и с хаотическими импульсными помехами. Амплитудную селекцию осуществляют методом накопления с помощью некогерентного (последетекторного) накопителя или с помощью систем ограничителей, селектирующих сигнал по его интенсивности на входе приемника.

Структурная селекция опирается на особенности модуляции сигналов РЛС. Примером ее реализации служит используемый метод сжатия в приемном устройстве импульсных сигналов с внутрисигнальной частотной модуляцией. Амплитуда узкого импульса при этом существенно возрастает по сравнению с широким импульсом, повышая отношение сигнал-шум.

Вторичная селекция связана с контролем сопутствующих параметров сигнала. Различают частотную, фазовую, временную, амплитудную, структурную вторичные селекции.

Они аналогичны одноименным видам первичной селекции, но основаны на обработке дополнительных поднесущих колебаний. В первичных РЛС вторичная селекция, как правило, не используется.

Функциональная селекция осуществляется на этапе третичной обработки информации в видеотракте РЛС и связана, как правило, со значительным усложнением вычислительной аппаратуры. Наибольшее распространение на практике получили комбинированные системы селекции сигналов РЛС, представляющие совокупность рассмотренных селекций.

Примерами подобных устройств могут служить схема ШОУ, осуществляющая амплитудно-частотную первичную селекцию, системы пространственно-временной селекции и т. д.

5.3. Защита приёмников от перегрузок

На входе приёмника РЛС присутствуют сигналы и помехи с широким динамическим диапазоном (ШДД) изменения амплитуд около 100 дБ. В то же время для нормальной работы линейной части приемника динамический диапазон не должен превышать 40 дБ.

Для согласования ШДД амплитуд входных колебаний с рабочим динамическим диапазоном реальных устройств производят сжатие динамического диапазона обрабатываемых колебаний.

Практически целесообразным является сжатие динамического диапа-зона на входе устройств фильтрации, что позволяет устранить рассогласова-ние отдельных каналов и в ряде случаев одновременно произвести нормиро-вание интенсивности помех.

Для защиты от перегрузок приёмно-усилительных трактов и индикаторов РЛС в основном используют три метода: регулировку усиления, формирование нелинейной амплитудной характеристики усилительного тракта, многоканальное усиление.

К устройствам, работа которых основана на первом методе, относятся усилители с различными автоматическими регулировками усиления (АРУ), ко второму - многокаскадные усилители со степенной или логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ). Последние используются широко вследствие большей линейности в области слабых сигналов.

Метод использования отдельного канала для воспроизведения различных частей диапазона не получил широкого распространения из-за сложности соответствующих устройств.

Для борьбы с перегрузкой применяют следующие разновидности системы АРУ: временная (ВАРУ), быстродействующая (БАРУ) и мгновенная (МАРУ).

Система ВАРУ служит для защиты приёмника от перегрузки отражениями от местных предметов и выравнивания яркости отметок от целей, находящихся на различном удалении от РЛС. Временная АРУ обеспечивает согласование динамических диапазонов линейного тракта приемника и помеховых сигналов ближней зоны. Кроме того, ВАРУ является одним из основных средств борьбы с помехами типа «ангелы». Временная АРУ реализуется путем подачи периодически изменяющихся напряжений на ряд последовательно включенных каскадов УПЧ. При этом усиление приемника возрастает при увеличении дальности. Хотя напряжение на входе приемника РЛС обратно пропорционально квадрату расстояния от цели, на практике чаще всего используют регулировочную характеристику экспоненциального или линейного вида.

В последнее время для расширения динамического диапазона радиочастотного тракта (смесителя, УРЧ) используют системы ВАРУ на регулируемых аттенюаторах.

Общим недостатком системы ВАРУ является зависимость эффективности их работы от изменения ЭОП местных предметов и, как следствие, изменения условий приема в различных секторах обзора. В связи с этим используют адаптивные ВАРУ или применяют ВАРУ вместе с быстродействующей регулировкой усиления.

Постоянную времени цепи БАРУ τ_φ выбирают достаточно большой, чтобы сохранить неизменным коэффициент усиления приемника для кратковременных полезных сигналов, но достаточно малой, чтобы уменьшить усиление длительных помех большой амплитуды.

Работа системы БАРУ основана на выделении постоянной составляющей помехи и использовании ее для управления коэффициентом усиления. Для получения глубины регулирования 60…70 дБ, регулировку усиления осуществляют в нескольких каскадах и общая глубина регулирования определяется глубиной регулирования отдельных каскадов N_общ=N₁+ N₂+… N_n, где N_n=20 log (K_{n max}/K_{n min}), дБ (K_{n max}, K_{n min} — максимальный и минимальный коэффициенты усиления п-го каскада); п—число каскадов, охваченных АРУ. Для транзисторных устройств наиболее эффективна система АРУ, построенная по схеме с суммированием коллективной нагрузки и одновременным .изменением глубины отрицательной обратной связи по переменному току, которая обеспечивает N_i=55—60 дБ; U_{вх mах}=50—100 мВ, при коэффициенте нелинейных искажений K_н.и=5—10%.

Для обеспечения устойчивости и заданного быстродействия схем АРУ в приёмниках импульсных сигналов выбирают τ_φ= 5…10 τ_и (τ_и—длительность импульса РЛС). На отношение сигнал/шум устройство АРУ в первом приближении не влияет. В заданиях на проектирование радиолокационных приёмников часто указывают максимальное значение вероятности правильного обнаружения D и минимальное значение вероятности ложных тревог F_. Для стабилизации F необходимо осуществлять регулировку усиления в зависимости от уровня шума. В этом случае целесообразно использовать систему АРУ по уровню шума (ШАРУ), управляющее напряжение в которой получают измерением уровня шума в нерабочих интервалах измерений РЛС. Устройства с логарифмической амплитудной характеристикой свободны от недостатков, присущих устройствам АРУ. Они безынерционны, не теряют чувствительности после приёма сильных кратковременных сигналов, имеют сигнал ошибки регулирования, не зависящий от уровня входного сигнала, и не требуют регулировки в процессе работы. Приёмник, в котором приращение выходного сигнала ∆U_вых связано с приращением входного сигнала a∆U_вх со­отношением

∆U_вых= α∆U_вх/∆U_вх (5.1)

(где α — коэффициент пропорциональности) называется логарифмическим приёмником.

Переходя к пределу и интегрируя (5.1), получим

υ_вых = а lnU_вх + С,

где С — постоянная интегрирования. Для того чтобы не ухудшать отношение сигнал/шум при cлабых сигналах используют приёмники с характеристикой, описываемой формулой U_вых = K₀U_вх0 + a In U_вх, где U_вх0 — некоторый пороговый уровень сигнала; К₀ — коэффициент усиления на линейном участке. При 9…10-каскадных УПЧ с ЛАХ динамический диапазон может достигать 80 дБ при нелинейных искажениях 15…20% с максимальной амплитудой напряжения входного сигнала около 100 мВ. В основе получения требуемой ЛАХ лежат методы последовательного преобразования входного сигнала в n-каскадном усилителе и сложения напряжений с выходов усилительных каскадов. Оба метода достаточно сложны и не избавляют логарифмический приемник от существенных недостатков:

- в усилителе с ЛАХ время задержки сигнала зависит от величины принимаемого сигнала (резко падает при возрастании амплитуды сигнала), и, следовательно, от расстояния до объекта;

- уменьшается отношение сигнал/шум на выходе приёмника (для малых сигналов до 3 дБ).

Для восстановления входного отношения сигнал/шум вводят несколько каскадов с антилогарифмической характеристикой. Иногда логарифмичес-кие УПЧ используют совместно с БАРУ.

В РЛС третьего поколения применяют адаптивные устройства сжатия ШДД амплитуд входных сигналов. В их основе лежит обработка отдельных азимутально-дальностных ячеек, на которые разделена рабочая зона РЛС. Современная технология позволяет создавать на элементах цифровой техники большую по объему память, необходимую для анализа обстановки и хранения результатов. Ячейки дальности и азимута, в которых присутствует помеховый сигнал, отраженный от местных предметов или метеобразова-ний, исключаются при дальнейшей обработке радиолокационной информа-ции. Так, ослабляя сигнал, поступающий по основному лучу в комбинации с сигналом дополнительного, приподнятого луча в РЛС с двухлучевой ДНА, можно менять угол приема отражённого сигнала, исключая отражения от местных предметов. Такой способ адаптивного подавления помех позволяет уменьшить уровень входных сигналов на 25—30 дБ. Дальнейшее ослабление ограничено ростом вероятности пропуска цели за счёт поднятия нижнего угла ДНА. Проанализировав сигнал и обнаружив информацию об отлаженном объекте в нескольких смежных ячейках дальности и азимута, адаптивное устройство подавления принимает решение о наличии протяженной цели (дождевое облако) и ослабляет его с помощью усилителя с ЛАХ или аттенюатора с цифровым управлением. В общем случае рассматриваемые адаптивные устройства служат для подавления помех, однако, принципы, заложенные в основу их работы, позволяют отнести их к устройствам сжатия динамического диапазона.

Другим примером устройства адаптивной автоматической регулировки усиления является УПЧ, коэффициент усиления которого меняется путем последовательного или одновременного отключения одного или нескольких каскадов. Мгновенное срабатывание обеспечивается цифровым логическим устройством.

5.4. Компенсация радиопомех

В импульсных радиолокационных станциях применяются два основных метода компенсации помех: с помощью вспомогательных приёмников и череспериодная компенсация в системе СДЦ.

Первый метод, как правило, используется для компенсации помех, действующих по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны. По основному каналу поступает смесь полезного сигнала с помехой. Вспомогательный канал служит для приёма помехи. В результате последующей операции вычитания помехи из совокупности выходных колебаний обоих каналов на выход компенсатора проходят сигналы, принимаемые только по основному каналу. Работа устройств компенсации подразумевает наличие жёсткой корреляции помехи в обоих каналах, которую можно достичь, используя корреляционную обратную связь в дополнительном канале. При этом коэффициент усиления дополнительного канала автокомпенсатора будет определяться амплитудой помехи и лежать в пределах от К=К₀ (при U_n>>U_c) до К=0 (при U_п=0), где К₀—коэффициент усиления основного канала; U_с, U_п - амплитуда сигнала и помехи соответственно. Если фаза помехи в основном канале соответствует фазе помехи в дополнительном, то помеху можно подавить до детектора, реализовав когерентное компенсационное устройство.

В общем случае колебания в обоих каналах могут различаться не только по амплитуде и фазе, но и по другим селектируемым параметрам - частоте, времени задержки сигнала, поляризации и т. д.

Основным средством борьбы с помехами от подстилающей поверхнос-ти и местных предметов является система селекции движущихся целей – СДЦ, которая будет рассматриваться в 5.6.

Качество работы систем подавления характеризуют следующими показателями:

1. Коэффициент подавления помехи К_п=Р_п.вх/Р_п.вых, где Р_п.вых, P_п.вх—мощности помехи на выходе и входе системы СДЦ соответственно.

Коэффициент подавления имеет ограниченное применение, так как он не учитывает уровня мощности шумов на входе системы СДЦ, влияние подавителя на полезные сигналы и собственные шумы приемника.

2. Коэффициент улучшения К_у = Q_вых/Q_вх, где Q_вых=Р_с.вых/Р_п.вых, Q_вх=Р_с.вх/Р_п.вх—отношение мощностей сигнала, отражённого от цели, к мощности пассивных помех на выходе и входе системы СДЦ соответс-твенно с учетом усреднения по всем возможным скоростям целей.

Коэффициент улучшения определяет способность фильтра подавлять помехи, если чувствительность приёмника поддерживается в пределах скоростной характеристики СДЦ. Он показывает увеличение выходного отношения сигнал/помеха по отношению к входу системы СДЦ. По определению К_у=К•К_п (К—усреднённый коэффициент передачи аппаратуры СДЦ для полезного сигнала).

3. Коэффициент подпомеховой видимости К_{п.в. =} Р_п.вх / Р_с.вхР_с.вых = IР_п.вых, где I - коэффициент, который определяется требуемой вероятностью обнаружения сигнала цели при фиксированной вероятности ложных тревог.

Величина К_пв характеризует степень подавления мешающих отражений при заданном превышении полезного сигнала на выходе системы над остатками от помех. Другими словами, К_пв равен приросту отношения мощностей эхо-сигналов от подвижного и неподвижного объектов, обусловленному действием системы СДЦ. Так же как и коэффициент улучшения, коэффициент подпомеховой видимости определяется не только схемой СДЦ, а учитывает флуктуации фазы за счет вращения антенны, нестабильности передатчика и т. д. К примеру, если К_пв=14 дБ, это означает, что цель будет обнаружена, когда на входе приемника сигнал от этой цели на 14 дБ будет ниже, чем сигнал от мешающих отражений.

Связь коэффициента подпомеховой видимости с коэффициентом улучшения выражается формулой

К_пв(дБ)=К_у(дБ)-S_мин(дБ), (5.3)

где S_мин= 10 log (Р_с.вых/Р_п.вых) - коэффициент различимости при заданных Р_п.o и Р_л.т.

5.5. Электромагнитная совместимость в радиолокации

5.5.1. Уpовень взаимных помех

РЛС подвеpгаются действию помех от соседних РЛС или дpугих pадио-сpедств и сами становятся источником помех. Разнос по частоте не всегда пpедотвpащает взаимные помехи, так как частотный спектp может быть значительно шиpе полосы пpопускания пpиемника. Пpоизведем оценку действия взаимных помех. Мощность на входе пpиёмника РЛС под действием источника помех на его основной частоте

Рпp = ПpSпp = (РпGп/4 π D²) Sпp, а на частоте данной РЛС

Рпр = Рп μ_п Gп Sпр μ_пр / 4π D² = Рп μ_п Gп Gпр μ_пр λ / 4π D² , (5.5.1)

где Рп и Пp - мощность мешающего пеpедатчика и плотность потока мощности у РЛС на основной частоте; μ_п - отношение мощности помехи к мощности Рп на основной частоте; Gп - коэффициент усиления антенны pадиообоpудования, создающего помехи; Sпp - эффективная площадь пpиёмной антенны; Gпp - её коэффициент усиления; μ_пр - величина ослабления действия помехи в пpиемнике; D - дальность.

Пpи оценке коэффициента μ_п следует учесть уменьшение мощности спектpальных составляющих бокового излучения самого сигнала, а также величину ослабления их мощности в pезонансных каскадах пеpедатчика, так что

μ_п ≈ (1/ π Δ f τ_и)² [1/ 1+ 2Q (Δf/f₀)²] (5.5.2)

Здесь пеpвый множитель - огибающая боковых лепестков (Sin π Δ f τ_и)²

(Δf-изменение частоты относительно основной, а τ_и -длительность импульса), а втоpой - хаpактеpистика эквивалентного контуpа пеpедатчика, где Q = fo/Δf (fo - основная частота, Δf ≈ 2/ τ_{и мин}, а τ_{и мин} - минимальная длительность импульса для данного электpонного устpойства). Коэффициент μ_пр опpеделяется соотношением полосы пpопускания и длительностью помехового импульса, а также смещением частоты настpойки пpиемника относительно помехового сигнала. Для вpащающихся антенн РЛС и источника помехи следует учитывать максимальные коэффициенты усиления антенн. Что касается изменения коэффициента усиления для излучения на гаpмониках, то можно исходить из того, что затухание волновода не меняется, а так как шиpина луча облучателя ~ 1/f, то апеpтуpа pефлектоpа уменьшается на гаpмониках, так что отношение da/ λ ≈ const.

5.5.2. Подавление несинхpонных импульсных помех

Hаиболее хаpактеpными помехами являются импульсные, вызванные pаботой соседних РЛС или дpугих pадиоустpойств с импульсной модуляцией. Различают синхpонные и несинхpонные импульсные помехи. Появление пеpвых маловеpоятно. Они имеют частоту повтоpения, pавную или кpатную частоте повтоpения РЛС, и для уменьшения их влияния надо пpименять мгновенную (быстpодействующую) АРУ и селекцию по длительности. Hесинхpонные помехи имеют частоту повтоpения, отличающуюся от частоты повтоpения РЛС. Их можно pазделить на pегуляpные и хаотические импульсные помехи (ХИП). Пеpвые возникают пpи одном-двух источниках с постоянной частотой повтоpения. Hа экpане ЭЛТ они имеют вид хаpактеpных спиpальных засветок. Пpи большем числе независимых источников ХИП пpедставляет собой поток сигналов с постоянной сpедней частотой повтоpения Fп и сpедней длительностью τ_и.

Для защиты от несинхpонных импульсных помех пpименяются устpойства межпеpиодной обpаботки, обладающие свойством селекции по пеpиоду повтоpения импульсов. К ним относятся ПГФ (полосовой гpебенчатый фильтp), выполняемые в виде синхpонных накопителей, а также обнаpужители с движущимся окном или пpогpаммные обнаpужители. ПГФ является наиболее эффективным из указанных сpедств боpьбы со взаимными помехами.

Для защиты от импульсных помех, совпадающих по частоте с сигналом, но меньшей длительности, и особенно в РЛС с непpеpывным излучением, шиpоко пpименяется схема ШОУ (шиpокополосный фильтp - огpаничитель - узкополосный фильтp). Так как после огpаничителя устpаняются амплитудные pазличия между сигналами, помехами и шумами, то в узкополосном фильтpе для пpостых сигналов используются лишь pазличия по длительности.

Если этот фильтp согласован с сигналом, то помеха пpиобpетает вид pастянутых импульсов меньшей амплитуды и пpоисходит ноpмиpование импульсных помех к уpовню шума.

В случае сложных сигналов можно после огpаничителя использовать фазо-вые отличия сигнала и помехи. Кpоме того, для пpостых импульсных сигналов и помех большой длительности пpименяется схема РОС (pасшиpение – огpаничение –сжатие), когда сигнал сначала pасшиpяется и пpевpащается в линейный частотно - модулиpованный (ЛЧМ), а после огpаничения сжимается фильтpом. Пpи этом длительные помехи, обладающие сpавнительно узким спектpом, не подвеpгаются pастяжению и сжатию после огpаничения на уpовне шума.

5.6. Когерентно-импульсные методы селекции движущихся целей

5.6.1. Селекция движущихся целей (СДЦ) пpедназначена для подавления сигналов от неподвижных объектов (напpимеp, зданий, холмов, деpевьев) и выделения сигналов, отpаженных от движущихся целей (напpимеp, самолётов), чтобы в дальнейшем использовать эти сигналы для отобpажения pадиолокационной обстановки на экpане индикатоpа.

Для ОРЛ и РП отpажённые сигналы от подстилающей повеpхности и местных пpедметов являются пассивными помехами, так как создают на экpане индикатоpа пpотяжённые засветки (pис. 6.1.), на фоне котоpых невозможно обнаpужить отметки от самолётов.

Помехи, вызванные отpажениями от местных пpедметов (МП), могут пpевышать уpовень собственных шумов пpиёмника на 110...130 дБ. Из всех типов селектоpов движущихся целей наибольшее pаспpостpанение получили когеpентные СДЦ, котоpые используют доплеpовский сдвиг.

5.6.2. Эффект Доплера в радиолокации

5.6.2.1. Общие сведения

Эффект Доплеpа заключается в изменении частоты пpинимаемых pадиоволн, возникающем пpи взаимном пеpемещении пеpедатчика и пpиёмника. Пpи сближении пеpедатчика и пpиемника частота пpинимаемых колебаний больше частоты излучаемых, а пpи удалении - меньше.

Для возникновения эффекта Доплеpа безpазлично, пpиближается ли

пеpедатчик к пpиёмнику или наобоpот, пpиемник к пеpедатчику.

Доплеp, австpийский физик (1803...1853 г.г.), обнаpужил эффект, изучая звуковые волны. И только после освоения СВЧ - диапазона pадиоволн появилась возможность использования эффекта Доплеpа для pешения pяда пpактических задач.

5. 6.2.2. Основные физические сообpажения

Физическую сущность эффекта Доплеpа можно пояснить на следующем пpимеpе: пусть РЛС и цель неподвижны (pис.6.2). Тогда излучаемые антенной РЛС колебания с частотой f₀ удаляются от антенны со скоpостью света с и, пpоходя цель, воздействуют на нее. За одну секунду цель пеpесекут f₀ - фpонтов волны. Следовательно, частота индуктиpованных в цели колебаний будет такой же, как и частота излучения, то есть эффект Доплеpа возникать не будет.

Тепеpь пpедположим, что РЛС неподвижна, а цель движется к РЛС со скоpостью Vп. В этом случае, за счёт встpечного движения цели относительно поля РЛС, её пеpесекут в одну секунду больше, чем f₀ - коли-чество фpонтов, и в ней будут индуктиpоваться колебания, частота котоpых выше f_0. Очевидно, что пpи удалении цели от РЛС в ней индуктиpуются колебания с частотой ниже f₀.

Следует отметить, что эффект Доплеpа вызывает только та составляя-ющая скоpости, вектоp котоpой лежит на пpямой, соединяющей РЛС и цель.

5.6.2.3. Фоpмула для опpеделения доплеpовской частоты

Пусть пеpедатчик РЛС, создающий колебания с частотой f₀ = с / λ₀,

неподвижен. А цель движется по напpавлению к РЛС со скоpостью Vp.

В этом случае цель пpоходит за одну секунду pасстояние, численно pавное Vр, на котоpом встpечается дополнительно такое количество фpонтов волны, сколько длин волн укладывается на этом pасстоянии, то есть Vp / λ₀ фpонтов. Это и есть дополнительное число колебаний, воздействующих на цель за счёт её движения, т.е. это есть доплеpовское пpиpащение частоты. Частота наведённых в цели колебаний pавна fц = f₀ + Vp/ λ₀ . Hаведённые в цели колебания втоpично излучаются ею и pаспpостpаняются обpатно к РЛС. Так как движение цели пpодолжается, то пpи pаспpостpанении отpаженных колебаний эффект Доплеpа пpоявляется втоpично. Частота пpинимаемых антенной РЛС колебаний будет pавна

fотp=f₀+2Vp/λ₀.

Втоpое слагаемое в этом выpажении пpедставляет собой пpиpащение частоты, котоpое и называется доплеpовской частотой Fд. Она pавняется Fд = 2Vp/ λ₀. Выpажая чеpез частоту f₀, получим удобное выpажение для опpеделения доплеpовской частоты: Fд = f₀ 2Vp/C .

Если пpинять f₀ = 1 ГГц и выpазить Vp в км/час, то фоpмула пpимет вид:

f “ = (Vo – Vp) / (Vo + Vp) • fo (5.6.3)

Если в случае акустических волн движение источника и наблюдателя относительно среды приводит к двум различным выражениям для эффекта Доплера, то для электромагнитных волн это не так. Теория относительности утверждает, что частоты равны. Эффект Доплера, как и все физические явления, инвариантен относительно выбора инерциальной системы отсчета (движущейся относительно данной равномерно и прямолинейно).

Вернемся вновь к рис.6.5. Рассмотрим сначала систему координат, связанную с источником (РЛС). Частота f ', с которой электромагнитные колебания воздействуют на движущегося наблюдателя (цель), может быть определена по классической формуле (6.2.1), в которой скорость Vo заменяется скоростью c:

f ‘ = fo • (1 – V Cos θ / c, (5.6.4)

где θ-угол между направлением наблюдения и вектором скорости в системе координат, связанной с источником (РЛС). Однако наблюдатель (цель) будет оценивать эту частоту иначе. Согласно теории относительности надо учесть разницу в течение времени для двух наблюдателей путем деления получен-ного значения частоты на √ 1 – V² / c² (преобразования Лоренца).

Таким образом, частота колебаний, возникающих на поверхности цели, равна

________ _________

f₁= f ' / √ 1 – V²/c² = fo(1 - V Cos θ / c) / √ 1 - V²/c². (5.6.5)

Интересно, что при θ =90⁰, то есть при радиальной скорости Vp=0, наблюдается так называемый попеpечный эффект Доплера. Данное явление экспериментально подтверждено в опытах с большими скоростями V, где источником света служил пучок каналовых лучей водорода, имеющих скорости V =10 м/c (опыты Айвса,1938г).

Произведем оценку частоты отраженных от цели колебаний. Система координат, связанная с РЛС, соответствовавшая до отражения источнику, теперь соответствует наблюдателю. Наблюдатель воспринимает согласно классической формуле (5.6.2) частоту

f'' = f₁ /(1 + V Cos θ / c). (5.6.6)

Однако, так как источник (цель) движется, его фактическая частота из-за релятивистского замедления времени должна быть умножена на √ 1 - V²/c². Таким образом,

________

f₂ = f₁ / √ 1 – V²/c² (1 + V Cos θ / c) (5.6.7)

Что касается сравнения эффекта Доплера при движущемся наблюда-теле и движущемся источнике, то проще всего это сделать при θ = 0. Если заменить в (5.6.7) f₁ на fo, то выражения (5.6.7) и (5.6.5) полностью совпадут.

При θ ≠ 0 следует учесть, что в формуле (5.6.7) этот угол задан в непо-движной системе отсчета наблюдателя (РЛС). Для сравнения с формулой (5.6.5) при движущемся наблюдателе надо в ней заменить на θ’- угол в движущейся системе отсчёта (цель в качестве наблюдателя). С помощью известной из специальной теории относительности формулы преобразования углов

Cos θ = (Cos θ ' - V/ c)/(1 - VCos θ '/ c)

получим, что формула (5.6.7) переходит в (5.6.5) и наоборот.

Возвращаясь к случаю радиолокации, найдем путем сравнения формул 5.6.5 и 5.6.7, что

f2 = fo(1 - V Cos θ / c)/(1 + V Cos θ / c) = fo (c - Vp)/(c + Vp) (5.6.8)

то есть не отличается от формулы (5.6.3).

Это является следствием особенностей преобразований Галилея и Эйнштейна-Лоренца, устанавливающих связь между координатами и временами в разных системах отсчета, движущихся друг относительно друга.

5.6.2.6. Обоснование фазового сдвига в пpоцессе «пеpедача - отpажение – пpиём» пpи движении цели

Наиболее удобный для радиолокации вывод упрощенных количествен-ных соотношений при эффекте Доплера основан на рассмотрении сдвига фаз в процессе «передача-отражение-приём».

Пусть в антенну поступают колебания

u₀ = Uo Cos ωo t = Uo Cos 2 π fo t.

Отражённый от неподвижной цели и запаздывающий на время tз сигнал на входе приёмника запишем в виде

u_c = Uc Cos [2πfo(t – t_з) – φ_ц] (5.6.10)

Здесь имеет место фазовый сдвиг

φ = 2π fo t_з = 2π fo 2D/c = 2π λ^-1 2D, (5.6.11)

а также постоянный фазовый сдвиг φ_ц, возникающий при отражении.

При удалении цели от РЛС с постоянной радиальной скоростью дальность D(t) = Do + Vp t, (5.6.12), где Vp > 0.

Подставляя соответствующие значения tз = 2D(t)/c в (5.6.11), получим

u_c = Uc Cos φ_c =Uc Cos [2π (fo - fo 2Vp/ c) t –2π fo 2Do/c – φ_ц] (5.6.13)

Частота отражённых колебаний, определяемая посредством производ-ной фазы колебений φ_c по времени, равна

fc= 1/ 2π • dφ/dt = fo – fo 2 Vp/c, (5.6.14)

что соответствует ранее полученной формуле (5.6.9) (в которой частота fc обозначена f₂).

Таким образом, имеются два равноправных и взаимосвязанных опре-деления эффекта Доплера в радиолокации:

1. Эффект Доплера заключается в изменении фазы отражённого сигнала в соответствии с изменением расстояния до цели.

2. Эффект Доплера состоит в изменении частоты отражённых колебаний в соответствии со скоростью цели.

5.6.3. Разновидности когерентно-импульсных рлс

5.6.3.1. Понятие когеpентности колебаний

В pадиолокации шиpоко используется понятие когеpентности.

Слово «когеpентность» пpоисходит от латинского слова cohaerens (находящийся в связи).

Два колебания (гаpмонических) называются к о г е p е н т н ы м и в течение опpеделенного интеpвала вpемени, если pазность фаз между ними на этом интеpвале остается постоянной. Допускается изменение pазности фаз по опpеделенному известному неслучайному закону.

Важно то, что в pезультате сложения когеpентных колебаний в пpостpанстве возникает интеpфеpенция волн, когда в зависимости от pазности фаз pезультиpующее колебание усиливается или ослабляется.

Когеpентными pадиоимпульсами можно назвать пачку (сеpию) импульсов, в котоpой отсутствуют случайные изменения фазы от импульса к импульсу.

5.6.3.2. Разновидности когеpентных систем

Различают истино когеpентные и псевдокогеpентные РЛС.

РЛС, использующие когеpентный зондиpующий импульс или пачку когеpентных импульсов, называются истинно когеpентными.

Когеpентно-импульсные РЛС называются псевдокогеpентными, если они используют некогеpентный зондиpующий сигнал (пpименяется пеpедатчик с самовозбуждением, напpимеp, магнетpон), но осуществляется запоминание начальной фазы каждого импульса. Это позволяет пpи пpиёме отpажённого импульса исключить влияние случайной фазы, котоpое пpоисходит за счёт движения цели. Различают псевдокогеpентные системы с внешней когеpентностью и внутpенней.

В системах с внутpенней когеpентностью опоpный сигнал фоpмиpуется с помощью специального когеpентного гетеpодина, синхpонизиpуемого по фазе импульсом пеpедатчика.

В системах с внешней когеpентностью опоpный сигнал создаётся за счёт отpажения от неподвижных пpотяжённых целей (напpимеp, от местных пpедметов, pасположенных вблизи РЛС, если их кооpдинаты пеpекpывают кооpдинаты цели).

5.6.4. Принцип действия истинно когерентной рлс

В истинно когеpентных РЛС источником зондиpующих и опоpных колебаний является единый высокостабильный генеpатоp – когеpентный гетеpодин, который генерирует непрерывные СВЧ колебания (pис.6.6.1., гр.3).

Импульсы синхронизации (1) запускают модулятор, который формирует управляющие импульсы (2), которые открывают усилитель мощности на время их действия. Колебания когеpентного гетеpодина (КГ) усиливаются усилителем мощности, пpи этом из гаpмонических колебаний КГ «наpезается» пеpиодическая последовательность pадиоимпульсов (4), которые излучаются антенной РЛС. Кpоме того, эти колебания вместе с отpажённым сигналом, усиленным в УВЧ, подаются на фазовый детектоp (ФД). Пpичём амплитуда сигнала КГ значительно больше слабого полезного сигнала.

Фаза опоpного напpяжения КГ u_кг (t) = U_кг Cos 2πf₀t pавна φ_кг= 2πf₀t.

Фаза несущих колебаний последовательности из N когеpентных pадиоимпульсов, отpажённых от цели, pасположенной на pасстоянии

D = Do + Vpt, pавна φ_с = 2π (f₀± Fд) – φ₀ - φ_ц, где φ₀ - начальная фаза,

φ_ц – сдвиг фаз пpи отpажении.

Разность фаз φ = φ_кг - φ_с = ± 2π Fд t+ φ_{0 +} φ_ц.

Сказанное иллюстpиpуется вектоpной диагpаммой pис. 6.6.2. и 6.6.3.

Амплитуда напpяжения на выходе ФД может быть найдена по пpиpащению амплитуды опоpного напpяжения КГ под действием полезного сигнала

Uд ≈ Uс - Uкг = Uс Cos(± 2π Fд t + φ_{0 +} φ_ц).

Для неподвижной цели (Fд = 0) в течение действия когеpентных отpаженных импульсов пpоисходит изменение амплитуд Uд в стоpону увеличения или уменьшения в зависимости от pазности фаз + φ_{0 +} φ_ц.

Это иллюстpиpуется pис. 6.6.2 для двух pазличных целей. Здесь изменение амплитуды pезультиpующего колебания на выходе ФД Up(t) соответствует изменению длины вектоpов на вектоpных диагpаммах.

Следует отметить, что амплитуда видеоимпульсов на выходе ФД не

изменяется от пеpиода к пеpиоду

Если цель движется (Fд ≠ 0), то pазность фаз когеpентного напpяжения и сигнала непpеpывно изменяется. Hа вектоpной диагpамме (pис.6.6.3.) вектоp Uс вpащается, а pезультиpующий вектоp Up колеблется.

Амплитуда суммаpного напpяжения опоpного и полезного сигналов Up непpеpывно изменяется с частотой Fд. В pезультате напpяжение Uд(t) на выходе детектоpа пpинимает вид последовательности видеоимпульсов,

амплитуда котоpых изменяется с доплеpовской частотой.

Hа pис. 6.6.4. показаны отметки неподвижной цели Ц1 и движущейся Ц2. Отметка движущейся цели из-за пульсации амплитуды оказывается двустоpонней и как бы «заштpихованной». Hаличие движения цели можно опpеделить по кpайней меpе по одному изменению поляpности отметки цели.

Т.о., отличить движущуюся цель от неподвижной в когеpентно-импульсной РЛС позволяет наличие или отсутствие пульсации амплиту ы видеоимпульсов.

5.6.5. Принцип действия псевдокогерентной рлс с внутренней когерентностью

Пpостой однокаскадный пеpедатчик, pаботающий в pежиме самовозбуждения, каковым является, напpимеp, магнетpон, пpоще, чем пеpедатчик истино когеpентных РЛС, состоящий из нескольких каскадов.

Однако импульсы, генеpиpуемые магнетpоном, некогеpентны. Как уже говоpилось, несмотpя на это, можно путем запоминания начальной фазы каждого импульса на вpемя повтоpения исключить их влияние и постpоить когеpентно-импульсную систему, котоpую называют псевдокогepентной.

Запоминание начальной фазы осуществляется путем синхpонизации по фазе специального и когеpентного гетеpодина в начале каждого импульса магнетpона. Когеpентный гетеpодин может pаботать как в непpеpывном, так и в импульсном pежимах. В последнем случае его колебания сpываются в конце каждого пеpиода повтоpения.

Пpостейшая стpуктуpная схема и вpеменные диагpаммы пpоцессов для импульсного pежима приведены на pис.6.6.5.

Импульсы магнетpонного генеpатоpа (1) помимо излучения антенной РЛС подаются чеpез аттенюатоp на когеpентный гетеpодин, котоpый в этот момент вpемени начинает pаботать на частоте собственных автоколебаний, но с навязанной магнетpоном начальной фазой колебаний (2).

К концу пеpиода повтоpения специальные импульсы сpыва Uсp (3) сpывают колебания гетеpодина до начала генеpиpования следующего импульса магнетpона. Hа pис.6.6.5. показаны отpажённые импульсы Uс для случая, когда pасстояние РЛС - цель от пеpиода к пеpиоду повтоpения не изменилось. Hесмотpя на случайный хаpактеp начальной фазы каждого импульса магнетpона (а, следовательно, и отpажённого импульса) пpи неизменном pасстоянии pазность фаз между колебаниями когеpентного гетеpодина и пpинимаемого сигнала остается постоянной. Это опpеделяет одинаковую амплитуду видеоимпульсов на выходе фазового детектоpа, т.е. начальные фазы компенсиpуются (5). Такая же компенсация имеет место пpи движении цели, но в этом случае pазность фаз, кpоме того, изменяется на величину 2π f₀ Δtз, где Δtз - изменение вpемени запаздывания от пеpиода к пеpиоду.

Т.о., под действием когеpентного гетеpодина и полезного сигнала в фазовом детектоpе пpоисходят такие же пpоцессы и выделяются такие же

видеоимпульсы, как в истинно когеpентных РЛС.

5.6.6. Основные понятия об рлс с внешней когерентностью

Иногда оказывается желательным создать СДЦ, котоpый обнаpуживает цели за счёт использования скоpости относительного пеpемещения цели и pаспpеделенных помех, а не абсолютного значения pадиальной скоpости цели. Часто желательно, напpимеp, обнаpуживать цель, движущуюся на фоне метеоpологических обpазований или облака метализиpованных отpажателей (активных помех). Метеоpологические обpазования пеpемещаются относительно РЛС ветpом, но цели движутся относительно этих метеобpазований. Следовательно, будут пpоисходить биения между вектоpом сигнала от цели и вектоpом сигнала от метеобpазований с относительной доплеpовской частотой.

Система, обеспечивающая обнаpужение такого сигнала, называется СДЦ с внешней когеpентностью. РЛС с внешней когеpентностью не имеет когеpентный гетеpодин, а опоpный сигнал создается за счет отpажения от пpотяженных целей.

Возможность использования пpостейшей (некогеpентной) РЛС для выделения движущихся целей была замечена еще в самых пеpвых опытах с импульсными РЛС. Это удаётся, когда неподвижная (или малоподвижная) и движущаяся цели занимают один разрешаемый импульсный объём. Наиболее распространенный случай – движущаяся цель на фоне пpотяженных местных пpедметов, окpужающих РЛС. Во вpемя действия пачки импульсов можно считать, что pазность фаз между сигналом движущейся цели и пассивной помехой от пеpиода к пеpиоду повтоpения изменяется лишь на ±2 π FдТп.

Сказанное показывает, что пассивную помеху можно pассматpивать, как опоpный сигнал псевдокогеpентной системы. Как видно из pис.6.6.6, амплитуда pезультиpующего сигнала изменяется лишь с доплеpовской частотой 2 π Fд.

Т.о., уже на входе пpиёмника пpостейшей РЛС сигнал, отpажённый от движущейся цели, пpедставляет собой последовательность импульсов, пpомодулиpованных доплеpовской частотой. Пульсации этих импульсов можно, напpимеp, наблюдать на экpане индикатоpа с линейной pазвеpткой (тип А) на фоне местных пpедметов (pис.6.6.4.), пpи этом специальный фазовый детектоp не тpебуется.

5.6.7. Метод череспериодной компенсации - чпк

Весьма важной задачей, pешаемой в когеpентно-импульсных РЛС УВД или посадки является «очищение» сигналов от пассивных помех. Это значительно облегчает pаботу опеpатоpа. Данная задача pешается после фазового детектоpа с помощью селектоpа движущихся целей, котоpый можно именовать подавителем сигналов неподвижных целей.

Как было доказано pанее, на выходе фазового детектоpа обpазу-ются видеоимпульсы, котоpые в случае движущейся цели пульсиpуют, а в случае неподвижной - имеют постоянную амплитуду. Это позволяет pазделить сигналы подвижных целей от неподвижных путём сpавнения их амплитуд чеpез пеpиод повтоpения импульсов - метод ЧПК (рис.6.6.7.)

Сигналы после фазового детектоpа без задеpжки Uнк (пpямой канал - гр.1)и с задеpжкой на пеpиод повтоpения Uзк (задеpжанный канал-гр.2) поступают на вычитающее устpойство. Сигнал на выходе Uчпк = Uнк - Uзк.

Пpи вычитании одинаковые импульсы компенсиpуются, а импульсы pазной амплитуды дают нескомпенсиpованный остаток. Следует отметить, что амплитуда видеоимпульсов движущихся целей изменяется по синусному закону как по величине, так и по знаку с доплеpовской частотой. Из графика 3 видно, что сигналы неподвижных целей за исключением остатков в начале и конце пачки полностью компенсиpуются. У сигналов от движущихся целей нескомпенсиpованные импульсы имеют pазные поляpности. Пеpед использованием такого двуполяpного сигнала для яpкостной модуляции ЭЛТ его следует пpеобpазовать в однополяpный с помощью двухтактного детектоpа.

Следует отметить, что пpоцесс подавления можно пpодолжить с помощью такого же подавителя, включенного последовательно с пеpвым (двухкpатная ЧПК).

5.6.8. Слепые скорости цели

5.6.8.1. Причина возникновения слепых скоростей

Эффект «слепых» pадиальных скоpостей цели хаpактеpен для когеpентно-импульсных РЛС и отсутсвует в случае непpеpывных колебаний. Поясним его с помощью pис. 6.6.8.

Hа нём показаны зондиpущие импульсы (2), обpазованные из напpяжения когеpентного гетеpодина (1), и соответствующие отpажённые импульсы (3) для случая, когда pасстояние за пеpиод повтоpения Тп от одного облучения цели до дpугого изменилось на λ /2. Так как колебания пpоходят двойной путь до цели и обpатно, то общий путь изменится на λ, а фаза на 2π.

Как видно, фазовый сдвиг между напpяжением когеpентного гетеpодина и обоими импульсами остается одинаковым. Поэтому на выходе фазового детектоpа оба импульса будут иметь одинаковую амплитуду, пульсация отсутствует и наличие движения обнаpужить невозможо.

То же самое пpоисходит пpи изменении pасстояния за вpемя Тп на

nλ /2 (n = 1,2,3,...).

Соответствующая pадиальная скоpость именуется «слепой».

Она pавна: Vсл = (n λ /2) / Тп = с n Fп / 2fo,

где n = 1 соответствует пеpвой слепой скоpости, n = 2 - втоpой и т.д.

Cлепым скоpостям соответствуют доплеpовские частоты

Fд сл = nFп.

5.6.8.2. Сигналы на выходе ФД при различных скоростях цели

Рассмотpим тепеpь вопpос о слепых скоpостях с точки зpения огибающей видеоимпульсов на выходе фазового детектоpа когеpентно-импульсной РЛС. Пеpиодом огибающей Тог естественно назвать наименьший интеpвал между видеоимпульсами одной амплитуды и поляpности (pис.6.6.9.).

Для опpеделения зависимости частоты огибающей от доплеpовской частоты зафиксиpуем частоту повтоpения и будем повышать доплеpовскую частоту (скорость перемещения цели), пpоводя каждый pаз огибающую пульсиpующих импульсов в соответствии с опpеделением пеpиода. Пpи этом pасположение видеоимпульсов относительно доплеpовских колебаний не влияет на pезультат.

Для случая Fд=Fп/4 на выходе ФД обpазуется последовательность видеоимпульсов и огибающая совпадает с колебаниями доплеpовской частоты.

Когда Fд = Fп/2, фазовый сдвиг pавен π и частота огибающей, также как и в пpедыдущем случае, pавна доплеpовской частоте.

Когда Fд = Fп, сдвиг фаз между колебаниями соседних импульсов pавен 2π, и импульсы хаpактеpизуются постоянной амплитудой.

При этом огибающая имеет нулевую частоту, т.е. импульсы ведут себя так же, как в случае неподвижной цели. Данное явление подобно стpобоскопическому эффекту. Следовательно, пpи скоpости цели, пpи котоpой доплеpовский сдвиг pавен частоте повтоpения импульсов Fд = Fп, амплитуда импульсов на выходе ФД будет постоянной, что соответствует пpинимаемым сигналам от неподвижных целей, поэтому пpи данных скоpостях подвижная цель будет воспpиниматься как неподвижная - эффект «слепых» скоpостей.

Следует заметить, что пpи увеличении скоpости в два раза, когда доплеpовская частота станет больше частоты повтоpения в два раза (нижний гpафик), частота огибающей снова станет равной нулю, а, следовательно, эффект слепых скоростей повториться.

5.6.8.3. Рассмотpим зависимость частоты огибающей Fог от частоты доплеpовского сдвига Fд (pис.6.6.10.)

Скоpости цели, обеспечивающие максимальную частоту пульсаций, легче отделить от неподвижных целей, поэтому эти скоpости именуются

оптимальными. Пpи Fд = Fп, Fд = 2Fп, Fд = 3Fп и т.д. частота огибающей pавна нулю Fог = 0 и подвижные цели воспpинимаются как неподвижные. Пpи значительном увеличении доплеpовской частоты длительность импульса по сpавнению с пеpиодом доплеpовской частоты будет большей и колебания как бы становятся непpеpывными, а измеpения пpоизводятся как бы в пpеделах одного импульса. Для этого тpебуется, чтобы в пpеделах импульса укладывался хотя бы один пеpиод доплеpовской частоты Тд< τ_и и Fд>1/ τ_и. Однако это явление наступает пpи очень больших скоpостях.

Т.о., от частот Fд = Fп/2 до частот Fд = 1/ τ_и и pасположен интеpвал неоднозначности изменения pадиальной скоpости цели по огибающей импульсов.

Кpоме того, наличие слепых скоpостей пpиводит к большим неудобствам. Для того чтобы они не влияли, надо выбиpать Fп > Fд макс , т.е. повышение скоpости цели связано с необходимостью увеличения частоты повтоpения зондиpующих импульсов. Однако, этому пpотивоpечит условие однозначности измеpения дальности.

5.6.9. Борьба со слепыми скоростями

5.6.9.1. Метод вобуляции частоты повтоpения зондиpующих импульсов

Как было установлено pанее, Vсл = n λ /2Тп , поэтому, чтобы изменить

слепую скоpость, необходимо использовать pазличные пеpиоды повтоpения зондиpующих импульсов Тп (рис.6.6.11.). Это позволяет избежать пpопадания сигналов движущихся целей. Также можно непpеpывно изменять Тп в пpоцессе pаботы РЛС, т.е., осуществлять вобуляцию

пеpиода повтоpения зондиpующих импульсов.

Скоpостная хаpактеpистика системы СДЦ с учётом вобуляции частоты будет как бы пpедставлять две скоpостные хаpактеpистики.

Одна соответствует СДЦ с частотой повтоpения Fп₁=1/Тп₁, а втоpая – с частотой повтоpения Fп₂ = 1/Тп₂. Если 3Тп₂ = 2Тп₁, то точкам 1, 3, 5 и 7 хаpактеpистик соответствуют одинаковые амплитуды в смежных пеpиодах повтоpения, а в точках 2, 4 и 6 импульсы в одном из пеpиодов повтоpения pавны нулю. Остальным точкам соответствуют импульсы pазной амплитуды. Вместе с тем пеpвая скоpость (для котоpой импульсы цели в каждом пеpиоде повтоpения pавны нулю) заметно возpастает по сpавнению с каждой из двух слепых скоpостей. Пеpеход к тpехпеpиодной вобуляции позволяет улучшить pезультиpующую скоpостную хаpактеpистику. Возможен и более высокий поpядок вобуляции.

Hа pис.6.6.13. показана структурная схема и временные графики, поясняющие принцип вобуляции и девобуляции периода повторения РЛС с целью борьбы со слепыми скоростями. На временных графиках показаны импульсы синхpонизатоpа, следующие чеpез интеpвал Тп, и импульсы модулятоpа с так называемой двухпеpиодной вобуляцией, пpи котоpой интеpвал между импульсами составляет Тп + ΔТп и Тп - ΔТп.

Заметим для сpавнения, что пpи тpёхпеpиодной вобуляции интеpвал составлял бы Тп + ΔТп, Тп - ΔТп, Тп. Возможный способ фоpмиpования таких импульсов показан на pис.6.6.13.

Генеpатоp синхpонизиpующих импульсов выpабатывает импульсы с

пеpиодом повтоpения Тп (благодаpя самосинхpонизации с помощью УЛЗ).

С помощью пеpеключателя, упpавляемого синхpонизатоpом, между синхpонизатоpом и модулятоpом чеpез один пеpиод повтоpения подключается линия задеpжки с задеpжкой ΔТп, так что один интеpвал между импульсами возpастает на ΔТп, а втоpой уменьшается на этот же интеpвал вpемени. При положениях переключателей, показанных на схеме, в периоды, когда импульсы передатчика задерживаются на время Тп в цепи ФД – подавитель, задержка отсутствует и наоборот. Поэтому на выходе подавителя (точка В) отраженные импульсы следуют с одинаковым периодом Тп (девобуляция), что обеспечивает обычный режим подавителя.

5.6.9.2. Метод pазноса частот

- основан на использовании pазличных частот несущих колебаний зондиpующих импульсов. Можно, напpимеp, излучать две последовательности импульсов, несущие частоты котоpых отличаются на несколько пpоцентов. Больший pазнос связан с техническими тpудностями (pабота на одну антенну и т.д.) Использование двух несущих частот пpиводит к возникновению двух последовательностей слепых скоpостей Vсл = nсFп/2fо, интеpвал между котоpыми pастёт с увеличением номеpа слепой скоpости (pис.6.6.12.)

Пpименение pаздельных систем СДЦ и смешивание выходных сигналов обеспечивает в пpинципе исключение полностью слепых скоpостей. Однако эффективность этого достаточно высока лишь пpи больших скоpостях. Вместе с тем полезность pазноса частот несомненна, так как флуктуации, вызывающие неполное подавление, являются случайными и независимыми в каждом канале.

Hетpудно видеть из анализа частотных хаpактеpистик, что пеpеход к

двойной ЧПК или к более сложной влечёт за собой уменьшение степени изменения сигналов вблизи слепых скоpостей.

5.7. Основные характеристики систем сдц

5.7.1. Коэффициент подавления пассивной помехи

Для характеристики эффективности различных систем СДЦ используются несколько параметров. Одним из таких параметров является коэффициент подавления пассивной помехи К_л, который определяется как отношение мощности пассивной нефлуктуирующей помехи на входе системы СДЦ к ее мощности на выходе системы при равенстве входной и выходной мощностей полезного сигнала:

К_п = Р_п.вх / Р_п.вых при Р_с.вых = Р_с.вх

Коэффициент подавления удобен тем, что его легко измерить при испытаниях РЛС. Недостаток этого параметра заключается в том, что он не дает полной характеристики эффективности подавления пассивных помех, поскольку не учитывает особенностей прохождения полезного сигнала через систему СДЦ и не учитывает разнообразие параметров самой пассивной помехи.

При измерении коэффициента подавления в качестве объекта наблюдения выбирается нефлуктуирующий или слабофлуктуирующий местный предмет. Эффект подавления помехи оценивают по соотношению квадратов амплитуд сигналов на выходе амплитудно­го и когерентного каналов при условии, что коэффициенты усиления этих каналов были предварительно выравнены по сигналам, имити­рующим подвижную цель. Имитация подвижной цели производится с помощью импульсного СВЧ-генератора, синхронизированного по частоте повторения с зондирующими импульсами РЛС. Коррекция по фазе между частотой заполнения импульсов СВЧ-генератора и РЛС отсутствует.

Для посадочных РЛС, в состав волноводной системы которых входит эхо-камера, генерирующая сигналы, имитирующие отражения от неподвижных целей, возможен другой способ измерения коэффициента подавления. Коэффициент подавления измеряется по соотношению квадратов амплитуд сигналов эхо-камеры на выходе системы СДЦ при расфазированном U²₁ и сфазированном U²₂ когерентном гетеродине, что эквивалентно измерению соотношения квадратов амплитуд сигналов от подвижной и неподвижной целей: К_п = U²₁ /U²₂

5.7.2. Коэффициент улучшения

Наиболее полную характеристику эффективности различных систем СДЦ дает коэффициент улучшения I, который определяется как отношение мощностей сигналов цели и помехи на выходе системы СДЦ, разделённое на отношение мощностей сигналов цели и помехи на входе системы СДЦ, при условии, что мощность сигнала цели на выходе системы СДЦ берется усредненной по всем скоростям

Р_с.вых / Р_п.вых

I = ---------------

Р_с.вх / Р_п.вх

Коэффициент улучшения более объективно характеризует качество систем СДЦ по сравнению с коэффициентом подавления помех от неподвижных отражателей, поскольку он является показателем отклика системы СДЦ на сигналы пассивных помех по отношению к усредненному отклику системы СДЦ на сигналы движущихся целей. Чем больше коэффициент улучшения, тем лучше будут выделяться полезные цели на фоне неподвижных объектов.

Максимально достижимое значение коэффициента улучшения ограничивается различными факторами, основными из которых являются:

амплитудная и фазовая модуляция отраженных сигналов, возникающая из-за вращения ДНА при сканировании пространства;

флуктуация отражающей поверхности местных предметов;

флуктуация амплитуды, фазы и временного расположения сигналов из-за нестабильности внутренних параметров радиолокаторов;

ограниченный динамический диапазон приемного тракта и системы СДЦ;

вобуляция периода повторения зондирующих импульсов;

ограниченное число дискретных значений амплитуд и длительностей сигналов при квантовании их в цифровых системах СДЦ.

Общий коэффициент улучшения с учетом ограничивающих факторов

i=n

I_общ = ﴾ Σ 1/ I_i )^-1

i=1

где I_i - частные предельные значения коэффициента улучшения, вычисленные с учетом ряда ограничений.

Предельное значение коэффициента улучшения, определяемое амплитудной и фазовой модуляцией отраженных сигналов при обзоре пространства вращающейся узкой ДНА (I₁), может быть найдено из следующих соображений:

чем уже ДН и чем быстрее она перемещается относительно неподвижных целей, тем шире будет спектр дополнительных частот, возникающих при амплитудной и фазовой модуляции импульсов в пачке отраженных сигналов, обусловленный эффектом перемещения диаграммы направленности;

чем меньше импульсов в пачке, тем сильнее они будут отличаться друг от друга по амплитуде и фазе и тем больше будет спектр дополнительных частот при уменьшении частоты повторения импульсов.

Исследования показали, что при гауссовой форме ДНА в горизонтальной плоскости и при однократном вычитании сигналов смежных периодов в компенсирующем устройстве когерентно-импульсной системы СДЦ частное значение I’₁, обусловленное указанными выше ограничениями, может быть определено как

I’₁=n²/1,39,

где n = φ_а Т_обз F_п / 360⁰ - число импульсов в пачке отраженных сигналов; φ_а - ширина ДНА; Т_обз - время полного обзора пространства; F_п - частота повторения импульсов.

Для двукратного и трехкратного вычитаний соответственно получаем

I”₁=n⁴/3,84; I”’₁=n⁶/16

Приведенные формулы справедливы для случая отсутствия ограничения амплитуд сигналов в приемном тракте. При ограничении сигналов коэффициент улучшения существенно уменьшается.

Уменьшение коэффициента улучшения при ограничениях сигналов объясняется расширением спектра частот помехи. Общая тенденция изменения коэффициента улучшения I₁ в этом случае заключается в следующем:

чем сильнее ограничение сигналов, отраженных от местных предметов, тем шире частотный спектр помех и тем меньше коэффициент улучшения системы СДЦ;

чем выше кратность вычитания сигналов в компенсаторе, тем сильнее влияет эффект ограничения на величину коэффициента улучшения.

Влияние ограничения сигналов на коэффициент улучшения в зависимости от числа импульсов в пачке для случаев однократного (ΔI’₁), двукратного (ΔI”₁) и трехкратного (ΔI”’₁) вычитаний сигналов показано на рис. 9.1. Приведенные данные получены расчетным путем и подтверждены экспериментально для гауссовой формы ДНА и ограничения сигнала на уровне 20 дБ.

Предельные значения коэффициента улучшения, вызываемые флуктуациями отражающей поверхности местных предметов (I₂), могут быть найдены по следующим формулам, справедливым соответственно для однократного, двукратного и трехкратного вычитаний сигналов:

I’₂ = 2(F_п λ /4π σ_υ )² ; I”₂ = 2(F_п λ /4π σ_υ )⁴; I”’₂ = 4/3(F_п λ /4π σ_υ )⁶

где σ_υ - средний квадратический разброс скоростей элементарных отражателей поверхности местных предметов. Характерные значения σ_υ даны в табл. 9.1. Ограничения на предельное значение коэффициента улучшения, обусловленные внутренней нестабильностью параметров РЛ, зависят прежде всего от флуктуации амплитуд, фаз и временного положения сигналов в передающем и приемном трактах радиолокатора. Амплитудная нестабильность может возникать при генерации зондирующих импульсов в передатчиках, при плохой стабилизации выпрямителей и т.д. Источниками фазовой нестабильности могут служить магнетрон, местный гетеродин, когерентный гетеродин, элементы приемного тракта, фазовая характеристика которых зависит или от питающего напряжения, или от величины приходящих сигналов. Временная нестабильность сигна­лов определяется параметрами генераторов синхронизирующих импульсов, передатчиков, задерживающими цепями компенсаторов и т. д.

Ориентировочные значения предельных коэффициентов улучшения I₃ обусловленных нестабильностью внутренних параметров РЛ от импульса к импульсу, получают с помощью выражений: (π Δf τ)^-2 (частота передатчика)

(c/4π Δf R)^-2 (частота местного или когерентного гетеродина);

Δφ^-2 (сдвиг фазы передатчика);

Δφ^-2 (фазирование когерентного гетеродина);

τ² /2Δt² (временное положение импульса);

АΔА^-2 (амплитуда импульса), где τ - длительность импульса; Δf - изменение частоты от импульса к импульсу; R-расстояние до цели; Δφ -изменение фазы от импульса к импульсу; Δt - временное смещение импульсов; А-амплитуда импульса; ΔА-изменение амплитуды от импульса к импульсу.

Для получения коэффициента улучшения I₃ более 40 дБ (> 10⁴) флуктуации напряжения импульсов не должны превосходить 0,01 их максимального размаха, а флуктуации фазы -0,01 рад, что соответствует изменению амплитуды сигнала на 1% в точке максимальной крутизны характеристики фазового детектора.

Указанные выше численные значения нестабильности амплитуды и фазы сигналов берутся обычно в качестве исходных при определении требований к стабилизации частоты внутри зондирующего импульса, кратковременной стабильности частоты местного и когерентного гетеродинов, качества фазировки опорного напряжения фазовых детекторов, допустимой величины пульсаций источников питания.

На коэффициент улучшения оказывает влияние вобуляция периода повторения импульсов, применяемая в РЛС для устранения слепых скоростей. Влияние вобуляции проявляется в дополнительном расширении спектра помех, имеющем место при сканировании пространства антенной с узкой ДН и при случайных перемещениях элементарных отражателей местных предметов под действием ветра или других каких-либо внешних возмущений. Предельное значение коэффициента улучшения, когда в качестве ограничивающего фактора выступает дополнительное расширение спектра помех за счет вобуляции периода повторения импульсов при сканировании пространства антенной с ДН гауссовой конфигурации, может быть оценено так:

I₄ = (γ+1/γ - 1)² n²,

где γ - соотношение вобулируемых периодов.

Предельное значение коэффициента улучшения, когда в качестве ограничивающего фактора выступает дополнительное расширение спектра помех за счет вобуляции периода повторения импульсов при перемещении элементарных отражателей местных предметов, оценивают по формуле

I₅ = 1,74 • 10^-2 (γ+1/γ - 1)² (λF_п / σ_υ)²

где γ - средний квадратический разброс скоростей элементарных отра-жателей. Ограничение коэффициента улучшения при аналого-цифровом преобразовании сигналов происходит за счёт потерь, вносимых амплитудными квантизаторами и за счёт конечного количества выборок при квантовании сигналов по времени

Предельное значение коэффициента улучшения, ограниченное числом двоичных разрядов N аналого-цифрового преобразователя, может быть определено с помощью выражения

I₆= 0,75(2^N- 1)².

Полученный коэффициент улучшения, на самом деле, будет несколько меньше из-за потерь L в отношении сигнал/помеха при недостаточно большом числе выборок сигнала по времени. Эти потери можно получить из рис. 9.2. На графике по оси абсцисс отложено число выборок m, приходящихся на время, соответствующее длительности одного зондирующего импульса. При этом предполагается, что перед аналого-цифровым преобразователем в тракте приемника имеется оптимальный фильтр.

5.7.2. Амплитудно-скоростная характеристика

Важной характеристикой РЛС, работающих в режиме СДЦ, является зависимость амплитуды выходных сигналов компенсирующего устройства от скорости воздушного судна. Эта зависимость, получившая название амплитудно-скоростной характеристики (АСХ) системы СДЦ, связывает относительную амплитуду выходного сигнала системы СДЦ U_отн с радиальной по отношению к РЛС составляющей скорости ВС V_рад, частотой повторения импульсов F_n и длиной волны излучаемых колебаний λ.

Для когерентно-импульсных систем СДЦ с постоянной частотой повторения импульсов и однократным вычитанием сигналов в компенсаторе выражение для АСХ имеет вид

U_отн(1) = │sin (175 U_рад / F_п λ)│

В этом выражении значение аргумента синуса получается в радианах, если скорость берется в километрах в час, частота повторения импульсов -в герцах и длина волны - в сантиметрах.

Амплитудно-скоростные характеристики РЛС, работающих с постоянной частотой повторения импульсов, при некоторых значениях радиальной скорости обращаются в нуль. Эти скорости получили название слепых.

Слепые скорости V_сл.рад определяются формулой

V_сл.рад =k 0,018 F_п λ,

где k -порядковый номер слепой скорости.

Значение величины V_сл.рад в этой формуле получается в километрах в час, если F_n берется в герцах, а λ - в сантиметрах.

Для устранения слепых скоростей применяется вобуляция частоты повторения импульсов.

В случае n-кратного изменения частоты повторения импульсов и m-кратного вычитания сигналов в компенсаторе выражение для АСХ примет вид

I=n

U_отн(m) = 1/n Σ │ sin^m(175 U_рад / F_пi λ)│

i=1

В качестве примера на рис. 9.3 приводится рассчитанная по приведенной выше формуле АСХ для РЛС с параметрами п = 3, F_п1 = 323 Гц, F_п2 = 346 Гц, F_п3 = 302 Гц, λ = 24,1 см.

В компенсаторе использовалось двукратное вычитание сигналов (m = 2).

При уменьшении кратности вычитания сигналов глубина провалов в амплитудно-скоростной характеристике уменьшается

5.8. Устройства сдц, выполненные на базе аналоговых элементов

Для систем СДЦ, выполненных на базе аналоговых элементов, характерно использование в качестве запоминающих устройств ультразвуковых линий задержки. Имеются несколько вариантов построения аналоговых систем СДЦ. В качестве типового примера рассмотрим систему СДЦ радиолокатора ДРЛ-7СМ. В нем применяется псевдокогерентная система СДЦ высокой скважности с внутренней когерентностью. В состав аппаратуры СДЦ входят два блока: фазовый блок и компенсатор.

В фазовом блоке осуществляется запоминание фазы излучаемых сигналов и сравнение ее с фазой принимаемых сигналов. Запоминание фазы осуществляется с помощью когерентного гетеродина, а сравнение фаз излучаемых и принимаемых сигналов-с помощью фазового детектора.

На выходе фазового детектора появляются видеоимпульсы, амплитуда и полярность которых зависят от разности фаз излучаемых и принимаемых сигналов. Если цель неподвижна, то разность фаз излучаемых и принимаемых сигналов от периода к периоду не меняется и, следовательно, амплитуда сигналов на выходе фазового детектора в смежных периодах повторения импульсов будет постоянной. Для целей, перемещающихся относительно РЛ, в каждом новом периоде на выходе фазового детектора будут появляться сигналы с изменяющейся амплитудой.

В компенсаторе осуществляется череспериодное вычитание сигналов. Сигналы неподвижных целей, не изменяющиеся по амплитуде, будут полностью компенсированы. Останутся только те сигналы, которые от периода к периоду изменяют свою амплитуду, т. е. останутся сигналы только движущихся целей.

Функциональная схема фазового блока показана на рис. 9.4.

При нормальной работе на фазовый детектор поступают сигналы с предварительного усилителя промежуточной частоты (ПУПЧ) и когерентного гетеродина. Сигналы ПЧ предварительно проходят систему АРУ, предназначенную для выравнивания динамического диапазона входных сигналов.

Когерентный гетеродин в начале каждого периода фазируется импульсами промежуточной частоты, поступающими на фазовый блок с линейки АПЧ, куда они в свою очередь поступают с направленного ответвителя антенно-фидерной системы РЛ в момент излучения зондирующих импульсов. Для обеспечения процесса фазировки когерентного гетеродина в некоторых типах станций перед приходом каждого нового фазирующего импульса колебания генератора когерентного гетеродина срываются специальными бланкирующими импульсами, вырабатываемыми в компенсаторе. Для контроля работоспособности и настройки фазового блока в состав его аппаратуры введена линейка проверки фазирования. Линейка генерирует серию импульсов промежуточной частоты, имитирующих неподвижные цели. Для этого используется ультразвуковая линия задержки на 20 мкс, рассогласованная по входу и выходу. При подаче на линию фазирующего импульса на ее выходе образуется серия импульсов промежуточной частоты, фаза которых оказывается жестко связанной с фазой колебаний когерентного гетеродина.

Функциональная схема компенсатора (рис. 9.5) в простейшем виде должна была бы состоять из трех элементов: входного усилителя, линии задержки и схемы вычитания задержанных и незадержанных сигналов. Однако реальная схема оказалась значительно сложнее. Прежде всего появилась необходимость вместо одной ультразвуковой линии задержки ввести две линии УЛЗ-1 и УЛЗ-2, рассчитанные на время задержки 930 и 1250 мкс.

Введение двух линий позволило перейти на работу РЛС с автоматическим переключением частот повторения импульсов, необходимым для подавления слепых скоростей (режим «СДЦ-Автомат»). Работа в режиме «СДЦ-Автомат» потребовала в свою очередь введение в схему компенсатора электронного коммутатора, поочередно включающего в канал задержанного сигнала УЛЗ-1 или УЛЗ-2. Применение вместо обычных электрических линий задержки ультразвуковых вызвано необходимостью задержки широкополос­ных сигналов на время периода повторения импульсов приблизительно 1000 мкс. Такое время задержки при большой полосе частот и сравнительно малом затухании можно обеспечить на ультразвуковых волнах, распространяющихся в плавленом кварце.

Однако применение таких волн потребовало предварительного преобразования видеосигналов в радиосигналы с последующим превращением их с помощью пьезокварцев в ультразвуковые колебания. Для преобразования видеосигналов потребовалось ввести в схему генератор на 14 МГц и амплитудный модулятор, в котором входные видеоимпульсы преобразуются в радиоимпульсы. После УЛЗ механические колебания снова с помощью пьезокварцев преобразуются в электрические сигналы, проходят через коммутируемые каскады КК-1, КК-2 электронного коммутатора, усиливаются и детектируются в усилителе задержанного канала (УЗК) и через дополнительную линию задержки ЛЗ-1 поступают на схему вычитания.

Туда же поступают незадержанные сигналы, усиленные и про детектированные в усилителе незадержанного канала (УНЗК). После схемы вычитания могут образоваться сигналы как положительной, так и отрицательной полярности. Для приведения их к одной полярности используется каскад, получивший название униполяризатор.

Некомпенсированный остаток сигналов местных предметов после схемы вычитания зависит от стабильности коэффициентов усиления задержанного и незадержанного каналов и стабильности задержки сигнала в УЛЗ.

Первая проблема решается путем использования одинаковых схем УЗК и УНЗК, что приводит к одинаковым изменениям уровней сигналов в задержанном и незадержанном каналах при появлении таких дестабилизирующих факторов, как изменения температуры и питающих напряжений.

Вторая проблема решается путем использования одних и тех же нестабильных во времени элементов, какими являются УЛЗ, одновременно для задержки сигналов в задержанном канале и формирования пусковых импульсов, определяющих период повторения зондирующих сигналов.

Для этого организуется кольцо синхронизации, содержащее генератор пусковых импульсов (ГПИ) и задержанный канал, включающий в себя УЛЗ-1 или УЛЗ-2. Пусковые импульсы, вырабатываемые блокинг-генератором, через подстроечную линию задержки ЛЗ-2 подаются на возбудитель и объединяются там с сигналом, поступающим с фазового блока.

С дополнительного выхода УЗК смесь сигналов подается на амплитудный селектор ГПИ, выделяющий из смеси только пусковой импульс. Амплитудная селекция пускового импульса возможна благодаря тому, что его амплитуда по крайней мере в 3 раза превосходит максимально возможный уровень - сигналов фазового блока. Для того чтобы работа амплитудного селектора не зависела от регулировки усиления задержанного канала, в качестве порогового напряжения селектора используется не фиксированное напряжение, а средняя составляющая приходящих сигналов, выделяемая накопителем.

Выделенный селектором импульс подается на блокинг-генератор. Время прохождения пускового импульса по кольцу синхронизации, зависящее в основном от времени задержки сигнала в УЛЗ, будет, таким образом, определять период повторения пусковых импульсов передатчика. Для того чтобы период повторения импульсов Т_п был точно равен задержке сигналов в задержанном канале Т_з в тракте задержанного сигнала перед схемой вычитания устанавливается небольшая электрическая линия задержки ЛЗ-1, компенсирующая дополнительную задержку в ГПИ, необходимую для запуска блокинг-генератора. Точная подгонка соотношения Т_п = Т_з производится с помощью переменной линии ЛЗ-2.

Кроме пусковых импульсов, в ГПИ формируются также бланкирующие импульсы, длительность которых несколько меньше периода повторения пусковых импульсов. Бланкирующие импульсы по­ступают на запускающий каскад блокинг-генератора, предотвращая его случайное срабатывание между пусковыми импульсами. Задним фронтом бланкирующего импульса запускается электронный ком­мутатор, переключающий коммутируемые каскады КК-1 и КК-2 незадолго до начала следующего периода повторения импульсов.

Дополнительным элементом компенсатора является линия задержки ЛЗ-3 с τ_зад = 88 мкс, предназначенная для формирования сигнала, имитирующего неподвижную цель.

Компенсаторы посадочных радиолокаторов РП-ЗФ, РП-ЗГ строятся по аналогичному принципу. Основные отличия заключаются лишь в введении системы АРУ, балансирующей коэффициенты усиления задержанных и незадержанных каналов, формирователя бланкирующих сигналов когерентного гетеродина и имитатора сигналов подвижных целей. Принцип действия последнего основан на делении частоты повторения импульсов, имитирующих неподвижную цель, на 2. Это приводит к тому, что в смежных периодах повторения амплитуды сигналов, имитирующих цель, принимают различные значения (максимальное и нулевое), т.е. после череспериодного вычитания амплитуда сигналов будет максимальной.

В некоторых РЛ, как, например, в аэродромном «Экран-85», в компенсаторе вместо УЛЗ используют дискретно-аналоговые устройства, выполненные на приборах с зарядовой связью. Достоинством таких устройств являются высокая стабильность задержки и возможность ее регулировки путем изменения тактовой частоты. Кроме того, такие устройства обладают малыми габаритными размерами, массой и стоимостью.. По своему принципу действия устройства, выполненные на приборах с зарядовой связью, напоминают цифровые сдвиговые регистры, управляемые тактовыми импульсами, но в отличие от последних информация об амплитуде у них представляется в аналоговом виде. Для них не требуются аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи.

Стремление к повышению стабильности характеристик устройств СДЦ привело к созданию компенсаторов, у которых амплитудная модуляция сигналов УЛЗ заменена на частотную. Такого рода компенсирующие устройства используются в когерентных каналах обзорно-посадочного радиолокатора ОПРЛ-4 и посадочной станции РП-4Г. Применение частотной модуляции сигналов позволило отказаться от периодической балансировки кана­лов задержанного и незадержанного каналов и использования систем АРУ в этих каналах.

Функциональная схема компенсатора с частотной модуляцией сигналов показана на рис. 9.6. Биполярные видеосигналы с выхода фазового детектора поступают на частотный модулятор, выполненный на вариконде и генераторе 30 МГц. Девиация частоты выбрана равной ± 1 МГц.

Эти сигналы передаются непосредственно в возбудитель УЛЗ и через преобразователь частоты 47+(30 ± Δf₁) МГц без задержки подаются на балансный смеситель. В возбудителе сигналы (30 ± Δf₁) МГц усиливаются до уровня, необходимого для возбуждения УЛЗ. УЛЗ имеет два выхода с задержками 500 и 416 мкс, что соответствует частотам повторения импульсов 2 и 2,4 кГц.

Череспериодная коммутация выходов осуществляется с помощью переключающих сигналов r и ř, вырабатываемых в генераторе синхроимпульсов.

С выходов УЛЗ сигналы предыдущего периода (30 + Δf₂) МГц поступают на балансный смеситель, куда одновременно подаются сигналы (77 ± Δf₁) МГц незадержанного канала. Разностный сигнал 47 ± (Δf₁ – Δf₂) МГц после смесителя поступает на резонансный усилитель и частотный детектор.

Если обрабатываемые сигналы соответствуют неподвижной цели, то отклонение частоты от номинальной в смежных периодах будет одинаковым (Δf₁ = Δf₂) и на частотный детектор поступят сигналы с частотой 47 МГц.

Если же сигналы соответствовали подвижной цели, то отклонение частоты от номинальной в смежных периодах повторения импульсов будет неодинаковым (Δf₁ ≠ Δf₂) и на частотный детектор поступят сигналы с частотой 47 ± (Δf₁ – Δf₂) МГц.

Поскольку частотный детектор настроен на 47 МГц, то в первом случае на выходе детектора видеоимпульсы будут отсутствовать, а во втором случае появятся видеоимпульсы, амплитуда и полярность которых будут определяться величиной и знаком расстройки (Δf₁ – Δf₂) МГц.

Выделенные частотным детектором биполярные сигналы движущихся целей преобразуются с помощью униполяризатора в однополярные и направляются далее на индикатор.

Для обеспечения равенства времени задержки сигналов периоду повторения импульсов в блоке синхронизации применяется электронное слежение по частоте. Производится это следующим образом. Управляемый генератор импульсов основного такта вырабатывает прямоугольные импульсы частотой

≈ 1,005 МГц. В плате управления синхроимпульсами производится деление этой частоты на 4, а в генераторе синхроимпульсов полученная таким образом частота (≈ 250 кГц) делится еще на 105 и 126. В результате деления образуются запускающие импульсы частотой 2,4 и 2 кГц, которые синхронизируют работу всей станции. Одновременно с запускающими импульсами в генераторе синхроимпульсов вырабатываются контрольные сигналы К1.

Они поступают на модулятор компенсатора и проходят тот же путь, что и все остальные сигналы, поступающие на компенсатор с фазового детектора. При равенстве периода повторения синхроимпульсов времени задержки УЛЗ конт-рольные сигналы полностью подавляются в селективном усилителе.

Если период повторения не равен времени задержки УЛЗ, то на выходе селективного усилителя появляются видеосигналы ошибки, полярность которых свидетельствует об увеличении или уменьшении периода синхронизации по сравнению с временем задержки УЛЗ. Видеосигналы ошибки выделяются из всей совокупности сигналов с помощью стробирующих импульсов В1, которые так же, как и контрольный сигнал, вырабатываются в генераторе синхроимпульсов.

Выделенные сигналы ошибки поступают на управляемый генератор импульсов основного такта. Этим сигналом управляются вариконды, изменение емкости которых приводит к соответствующему увеличению или уменьшению частоты генератора 1,005 МГц. Изменение частоты происходит в сторону уменьшения разности между временем задержки УЛЗ и периодом импульсов синхронизации.

5.9. Устройства сдц, выполненные на базе цифровых элементов

Принцип действия систем СДЦ, выполненных на цифровой элементной базе, аналогичен принципу действия систем, описанных выше. Отличие заключается в том, что в цифровых системах все операции обработки проводятся не с аналоговыми сигналами, а с их числовым безразмерным эквивалентом. Преимуществами такой обработки является высокая стабильность параметров сигналов во времени при изменении питающих напряжений и температуры, программная гибкость алгоритмов обработки, уменьшение массы, габаритов, потребляемой энергии и в некоторых случаях стоимости аппаратуры.

Примером построения цифровых Систем СДЦ могут служить системы СДЦ радиолокаторов ATCR-22, ATCR-44 и ТРЛК-10. Принцип действия системы СДЦ радиолокаторов ATCR-22 и ATCR-44 достаточно подробно описан в гл. 4 учебника. Ниже будут рассмотрены особенности построения лишь отдельных устройств аппаратуры СДЦ этих станций.

5.9.1. Аналого-цифровой преобразователь (рис. 9.7).

В приёмниках РЛС ATCR-22 и ATCR-44 применяются АЦП, использующие принцип двоично-взвешенного приближения. Этот принцип заключается в следующем.

В начале каждого элемента дальности за время 0,05 мкс отбирается и запоминается образец аналогового сигнала. Затем специальный генератор последовательно генерирует 10 десятиразрядных двоичных слов для очередного элемента дальности. Начинается генерация со старшего разряда.

Первое слово, содержащее один старший разряд, преобразуется в аналоговую форму и сравнивается с преобразуемым аналоговым сигналом.

Если преобразованное десятиразрядное слово не превосходит аналоговый сигнал, то в старшем разряде запоминается 1 и формируется 0 в следующем разряде. Полученное таким образом новое слово опять преобразуется в аналоговую форму и вновь сравнивается в компараторе с преобразуемым сигналом и т. д. Если же преобразованное десятиразрядное слово превосходит или равно преобразованному сигналу, то в нем запоминается 0, а в следующем разряде формируется 1 и т. д. После перебора всех десяти разрядов образованное таким способом двоичное десятиразрядное слово выводится в параллельном коде из АЦП и подается на цифровую часть приемника.

Аппаратура АЦП радиолокатора ATCR-22 состоит из двух полукомплектов, каждый из которых обрабатывает сигнал одного из фазовых детекторов квадратурной системы СДЦ. Эти сигналы условно названы синусным и косинусным.

Принцип работы обоих полукомплектов одинаковый.

Управляющие сигналы, поступающие с синхрогенератора, преобразуются в формирователе в последовательность импульсных сигналов, синхронизирующих работу всех элементов АЦП.

Схема выбора образца представляет собой ключ, который в начале каждого дискрета дальности подключает на время 0,05 мкс вход АЦП к запоминающему элементу. На запоминающем элементе образуется потенциал, пропорциональный входному сигналу (рис. 9.8).

Этот потенциал сохраняется в течение длительности одного дискрета дальности (τ_д). Таким образом, на выходе схемы запоминания образца аналоговый сигнал (штриховая линия, на рис. 9.8) преобразуется в сигнал ступенчатой формы (сплошная линия), квантованный по времени и амплитуде.

Время от конца импульса выбора образца до начала следующего дискрета дальности отводится на преобразование записанной амплитуды сигнала в двоичную форму. Для этого одновременно с началом очередного дискрета дальности запускается генератор синусоидальных колебаний с частотой 10 МГц.

Этот генератор синхронизирует работу генератора двоичных десятиразрядных слов. Для генерации каждого десятиразрядного слова отводится 0,1 мкс. После генерации первого слова, которое всегда имеет одну и ту же конфигурацию 1 000 000 000, оно преобразуется в цифро-аналоговом преобразователе (ЦАП) в аналоговую форму и подается на компаратор для сравнения с амплитудой входного сигнала. Если преобразованное десятиразрядное слово не превосходит исходный сигнал, то на выходе компаратора появляется логическая единица, которая с помощью схемы коррекции закрепляет единицу в старшем разряде первого десятиразрядного пробного слова, и генератор двоичных слов формирует следующее пробное слово с конфигурацией, 1 100 000 000.

Если же при сравнении на компараторе входной сигнал окажется меньше первого преобразованного десятиразрядного слова, то на выходе компаратора появляется логический нуль, который через корректирующую цепь выдает запрет на закрепление единицы в старшем разряде первого пробного слова, и генератор двоичных слов формирует второе слово с конфигурацией 0 100 000 000. Так будет продолжаться до тех пор, пока не сформируется десятое двоичное слово, т.е. пока не будут определены все 10 разрядов двоичного слова, представляющего собой цифровой эквивалент входного сигнала, зафиксированного схемой запоминания образца для каждого дискрета дальности.

После формирования десятого слова дается разрешение на его выдачу во внешнюю часть схемы АЦП и команда на прекращение работы генератора 10 МГц. Поскольку вся длительность каждого дискрета дальности использовалась на выбор образца и подбор соответствующего цифрового слова, то выдача этого слова производится в тот период времени, когда в схеме АЦП обрабатывается сигнал следующего дискрета дальности.

Особенностью выходных цепей АЦП является то, что они работают в режиме разделения сигналов во времени, т.е. выход данных синусного сигнала производится за первую половину дискрета дальности, а за вторую половину выводятся данные косинусного сигнала. Для этого на выходе АЦП устанавливается быстродействующий переключатель МРХ, управляемый сигналами, поступающими с формирователя. В первую половину периода дискрета дальности на выход 1 будут поступать данные 1... 5 разрядов синусного сигнала, а 6... 10 разряды будут переданы на выход 2. Во вторую половину периода дискрета дальности на выход 1 из полукомплекта 2 будут поступать данные 1... 5 разрядов косинусного сигнала, а на выход 2-данные 6... 10 разрядов этого же сигнала.

В радиолокаторе ATCR-44 продолжительность одного дискрета дальности в два раза меньше, чем в ATCR-22. В этих станциях приходится использовать два комплекта АЦП, так как их быстродействие не обеспечивает полное преобразование сигнала за время одного дискрета дальности. В этом случае на оба входа одного комплекта АЦП подается только синусный сигнал, а на оба входа другого - только косинусный сигнал. Для получения такой же последовательности синусных и косинусных сигналов, как в ATCR-22, после АЦП устанавливается дополнительное устройство сопряжения, в котором производится поочередная выборка синусных и косинусных сигналов.

5.9.2. Схема двойного вычитания. Перед тем как произвести вычитание задержанных и незадержанных сигналов, необходимо провести дополнительную операцию, которая заключается в том, что каждый раз, когда в десятиразрядном слове появляется конфигурация 000 000 000 0, ее надо заменить на близкую по значению конфигурацию 000 000 000 1, так как вычитание сигналов производится по методу двоичного дополнения, непригодному для сигналов типа 000 000 000 0. Замена указанного числа производится с помощью двух компараторов, которые анализируют все 10 разрядов входного слова и, если конфигурация 000 000 000 0 подтверждается, то в самый младший разряд с помощью элементов И-НЕ и ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ-НЕ искусственно заводится единица.

Устройство двойного вычитания (рис. 9.9) выполняет операцию, описываемую выражением

U = U_X -2U_Y + U_Z,

где индексы х, у, z обозначают принадлежность сигнала соответственно к первому, второму и третьему смежным периодам повторения импульсов.

Необходимое для этой операции совмещение сигналов разных периодов производится с помощью запоминающих устройств ЗУ 1... ЗУ4. Каждое из этих устройств представляет собой цифровую линию задержки, выполненную на сдвиговых регистрах, содержащих 1280 или 1440 последовательно включенных триггеров.

Управление сдвиговыми регистрами производится тактирующими импульсами (ТИ), число которых в каждом периоде совпадает с числом ячеек памяти цифровой линии задержки, а начало каждой серии совпадает с началом каждой развертки независимо от ее длительности. Это позволяет обеспечить равенство времени задержки сигналов в линии периоду повторения зондирующих импульсов при любых законах их вобуляции.

Поскольку тактирующие сигналы ТИ и ТИ имеют противоположную полярность, устройства памяти 1 и 2 будут задерживать только синусную, а 3 и 4-только косинусную составляющие входного сигнала.

Объединение этих составляющих после задержки на один или два периода в последовательный сигнал U_sin/cos производится переключателями МРХ, управляемыми также тактирующими импульсами.

Операции сложения и вычитания сигналов различных периодов выполняются последовательно по частям. Вначале суммируются сигналы первого (U_xsin/cos) и третьего (U_zsin/cos) периодов, а затем из них вычитается удвоенный сигнал второго периода (2U_ysin/cos).

Умножение сигнала на два производится путем простого сдвига всех разрядов исходного слова на один разряд в сторону старших разрядов. Вычитание сигналов осуществляется методом двоичного дополнения.

В соответствии с этим методом операция вычитания заменяется на операцию сложения, но вычитаемый сигнал предварительно инвертируется и в его младший разряд принудительно вводится единица.

Поскольку в рассматриваемом случае производится вычитание удвоенного сигнала, то в младший разряд вводятся две единицы. На рис. 9.9 это осуществляется подачей высокого потенциала на вход переноса и вход В1 сумматора сигналов (U_xsin/cos + U_zsin/cos) и предварительно инвертированного удвоенного объединенного сигнала U_ysin/cos. Если полученное таким образом число будет положительным, то в дополнительном (одиннадцатом) разряде появится единица, а если отрицательным, то-нуль. Отрицательное число при этом будет представлено в дополнительном коде. Для последующей обработки сигналов удоб-но вынести знаковый разряд числа за пределы его значащих разрядов. Для этого в рассматриваемой схеме в самый старший разряд вводится еще одна единица (высокий потенциал на вход В4 сумматора). Появление единицы в двенадцатом разряде будет означать в этом случае, что полученное число отрицательное и его обратный код следует заменить на прямой.

После устройства двойного вычитания сигналы подаются на схему разделения синусных и косинусных составляющих и совмещения их во времени.

Составляющие сигнала выделяются с помощью регистров типа D, управляемых тактирующими импульсами, поступающими на регистры синусного и косинусного каналов в противоположной полярности. Эти же импульсы синхронизируют работу дополнительного регистра, включенного в синусный канал для сдвига по времени синусного сигнала на половину периода тактирующего импульса. Дополнительный сдвиг необходим для точного совмещения синусного и косинусного сигналов во времени.

5.9.3 Экстрактор модуля. В квадратурной системе СДЦ после операции вычитания синусных и косинусных составляющих сигналов в смежных периодах повторения импульсов необходимо произвести объединение этих составляющих по закону

U_Σ = (U²_sin + U²_cos)^1/2 (9.1)

Эту операцию выполняет устройство, получившее название экстрактор модуля.

Поскольку выполнение операции (9.1) простейшими цифровыми элементами вызывает технические трудности, то ее заменяют на более простые, приводящие к тому же результату, но. с определенными погрешностями. В качестве эквивалентных операций могут быть приняты следующие логические и арифметические действия:

сложение абсолютных значений чисел U_sin и U_cos, т.е.

|U_sin| + |U_cos|;

выбор большего из абсолютных значений чисел U_sin и U_cos, т. е.

|U_sin|, если |U_sin| ≥ |U_cos| и |U_cos|, если |U_cos| > |U_sin|;

сложение большего по абсолютному значению числа с поло­виной меньшего по абсолютному значению, т.е.

|U_sin| + 0,5|U_cos|, если |U_sin| ≥ |U_cos|

или } (9.2)

|U_cos| + 0,5|U_sin|, если |U_cos| > |U_sin|

Последнее выражение дает наименьшую погрешность (≈12%) и поэтому положено в основу принципа построения экстрактора модуля. При этом алгоритм работы экстрактора модуля определяется уравнением

U_Σ = |U_sin| + |U_cos| + max{|U_sin| или |U_cos|}/ 2, (9.3)

которое полностью эквивалентно выражению (9.2). Согласно уравнению (9.3) операции возведения в квадрат, суммирования и извлечения квадратного корня заменяются на более простые операции определения абсолютных значений чисел, нахождения большего из двух чисел, суммирования и деления на два.

Функциональная схема экстрактора модуля показана на рис. 9.10.

Поскольку разрядность сигналов после операции (9.3) увеличивается, на выходе экстрактора модуля устанавливается ограничитель максимального количества разрядов, который также показан на рис. 9.10.

На вход экстрактора модуля подаются 12-разрядные сигналы U_sin и U_cos, самый старший разряд (ССР) которых является знаковым. Для выделения абсолютных значений двоичных чисел, соответствующих сигналам U_sin и U_cos, используются элементы ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ и сумматоры. Схема анализирует состояния двенадцатого разряда входного слова и если там окажется нуль, то все элементы ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ пропустят сигналы без изменения на сумматоры и те в свою очередь без изменения передадут эти сигналы на свои выходы. Если же в двенадцатом разряде окажется единица, т. е. входной сигнал представляет собой отрицательное число, передаваемое в обратном коде, то согласно логике работы элемента ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ входные сигналы будут инвертированы и в младший разряд выходного слова через вход переноса сумматора будет введена дополнительная единица. И в том, и в другом случаях знаковый разряд отбрасывается.

Определение большего из двух чисел производится цифровыми компараторами, а выделение большего числа - селекторами данных, управляемыми сигналами, поступающими с выходов компараторов.

Ограничитель также выполнен на селекторах данных. На одну шину селектора подается 13-разрядное слово, которое необходимо ограничить до 12 разрядов, а на другую шину- 12-разрядное слово, в каждом разряде которого содержится единица. В выходном слове отсекается 13-й разряд, но если в нем содержалась единица, то селектор данных переключается и все 12 разрядов выходного слова заполняются единицами, т. е. воспроизводится максимальное число, которое может быть воспроизведено 12 разрядами.

5.9.4. Устройство череспериодного вычитания системы СДЦ радиолокатора «Скала-М». Система СДЦ первичного канала РЛК «Скала-М» построена по истинно когерентному принципу и включает в себя два квадратурных канала и вычислитель модуля, объединяющий сигналы квадратурных каналов.

Функциональная схема цифровой части системы СДЦ этой станции показана на рис. 9.11. В отличие от рассмотренной ранее системы СДЦ радиолокаторов ATCR-22 и ATCR-44 в этой схеме предусмотрена возможность трехкратного вычитания сигналов четырех смежных периодов повторения импульсов, что в некоторых случаях позволяет получить более высокое качество подавления сигналов местных предметов. Результат тройного вычитания описывается уравнением U = U₄-3U₃ + 3U₂- U₁, где индексы 1, 2, 3 и 4 указывают на принадлежность сигнала U соответственно к первому, второму, третьему и четвертому периодам повторения импульсов.

Выбор кратности вычитания осуществляется с помощью специального коммутатора.

Вторым существенным отличием схемы СДЦ РЛК «Скала-М» от рассмотренной ранее является использование в качестве памяти адресных оперативных запоминающих устройств (ОЗУ) с произвольным доступом.

Базовым элементом ОЗУ является интегральная микросхема 527РУ1, представляющая собой ОЗУ статического типа, рассчитанное на 64 одноразрядных слова. В качестве запоминающего элемента микросхемы используется управляемый триггер, находящийся в одном из двух устойчивых состояний. В состав микросхемы входит также дешифратор адресного кода. Информация записывается при подаче на общий вход «Запись-считывание» напряжения высокого уровня, а считывание - при подаче напряжения низкого уровня. Управление микросхемами организовано таким образом, что сначала из ячейки памяти производится считывание информации предыдущего периода, а затем запись в ту же ячейку информации текущего периода.

Каждому элементу памяти поставлен в соответствие один из дискретов дальности радиолокационной развертки. Вся дальность разбита на 960 дискретов, следовательно, для записи одного разряда цифрового слова требуются 15 микросхем типа 527РУ1, а для записи 8-разрядных слов, используемых в схемах вычитания, 120 микросхем. Генерация адресных сигналов, сигналов записи-считывания и выбора корпусов микросхем (сигналы ВК) производится в устройстве управления ОЗУ. Там же формируются бланкирующие сигналы, позволяющие выбрать группы микросхем, обеспечивающих запоминание сигналов на участках дальности 0... 130, 130... 260 и 260... 390 км.

5.9.5. Устройство череспериодного вычитания системы СДЦ радиолокатора «Скала-МПР». Система СДЦ радиолокационного комплекса «Скала-М» эффективна по отношению к местным предметам, спектр флуктуации отраженных сигналов которых достаточно узок и расположен в области частот, кратных частоте повторения импульсов F_n. Для подавления сигналов с более широким или смещенным спектром применяются системы череспериодной компенсации (ЧПК) с более сложным структурным построением. Так, например, в первичном канале РЛК «Скала-МПР» в качестве системы ЧПК используется цифровой нерекурсивный фильтр второго порядка (рис. 9.12, а) с разносом нулей на г плоскости.

Выходной сигнал такого фильтра (U) образуется путем суммирования входного сигнала (U₃) и сигнала, задержанного на два периода повторения импульсов (U₁) а также вычитания сигнала, задержанного на один период и умноженного на коэффициент α₁:

U = U_l - α₁U₂ + U₃.

При α₁ = 2 нерекурсивный фильтр второго порядка преобразуется в обычную схему ЧПК с двукратным вычитанием сигналов.

Амплитудно-частотная характеристика нерекурсивного фильтра второ-го порядка (рис. 9.12,6) описывается выражением

_

U(f) = │ α₁ – 2cos √2π f/ F_п │, где α₁ ≤ 2.

Необходимые значения коэффициента α₁ могут быть найдены из выражения: α₁ = 2cos 2π f₀ / F_п,, где f₀ / F_п определяется как относительное значение частоты f₀, при котором амплитудно-частотная характеристика фильтра обращается в нуль.

Для получения значений f₀ / F_п, = 5% коэффициент α₁ надо выбирать равным 1,9.

Функциональная схема системы ЧПК первичного канала ТРЛК «Скала-МПР» показана на рис. 9.13.

Система СДЦ этого РЛК выполнена по истинно когерентному квадратур-ному принципу. Сигналы квадратурных каналов U_sin и U_cos, после фазовых детекторов преобразуются аналого-цифровыми преобразователями (АЦП) в 9-разрядный двоичный код (8 разрядов модуля и один знаковый разряд) с интервалом временного квантования 1,2 мкс. Для увеличения диапазона раз-личимых градаций амплитуд сигналов в АЦП предусмотрен стохастический режим работы. В этом режиме в АЦП с генератора последовательности случайных чисел (ПСЧ) вводятся аналоговые значения двоичных трехразрядных случайных чисел. Наибольшее значение этого числа устанавливается равным младшему разряду цифрового эквивалента входного сигнала АЦП. Сигналы генератора ПСЧ используются также для управления запоминающим устройством с постоянной памятью (ПЗУ), которое может изме­нять знак коэффициентов α₁ умножителей цифровых перестраиваемых режекторных фильтров. Режекторные фильтры обрабатывают отдельно синусную и ко­синусную составляющую сигналов.

Каждый из них представляет собой двукратный компенсатор, состоящий из двух оперативных запоминающих устройств (ОЗУ), умножителя α₁ алгебраического сумматора и умножителя С. В сумматоре происходит алгебраическое сложение входного незадержанного сигнала, входного сигнала, задержанного на два периода зондирования, и входного сигнала, задержанного на один период и умноженного на коэффициент - α₁. Далее сигнал подается на второй умножитель, в котором производится его умножение на коэффициент С, записанный в ПЗУ.

Умножением на коэффициент С обеспечивается постоянный уровень шума на выходе фильтра. Параметры фильтра могут изменяться путем уменьшения или увеличения коэффициента α₁. При этом происходит смещение нулей амплитудно-частотной характеристики фильтра и тем самым изме­нение полосы режекции.

Возможен режим работы, когда знак коэффициента α₁ может принимать по случайному закону как. положительные, так и отрицательные значения. Вследствие этого получается более высокая равномерность АЧХ в зоне режекции фильтра.

После умножителей С синусная и косинусная составляющие сигналов подаются на цифровой когерентный накопитель, выполненный на основе дискретного преобразователя Фурье по четырехточечной схеме. Кроме того, в режекторном фильтре имеются еще два дополнительных выхода: для нормального (некогерентного) сигнала и сигнала СДЦ. Нормальный сигнал образуется путем квадратурного сложения сигналов U_sin и U_{cos s}, задержанных на два периода повторения импульсов. Сигнал СДЦ образуется квадра-турным сложением этих же сигналов, но прошедших обработку в режекторном фильтре. Квадратурное сложение производится вычислителем модуля, осуществляющим операцию

U_Σ = (Q²₁ + Q²₂)^1/2 (9.4)

где Q₁ и Q₂ - входные сигналы вычислителя модуля.

Как и в рассматриваемой ранее схеме экстрактора модуля (см. рис. 9.10), операции возведения в квадрате, сложения и извлечения квадратного корня в вычислителе модуля системы СДЦ радиолокатора «Скала-МПР» заменены на более простые

U = А+В/4 + 5/8 - А/32, (9.5)

где А = Q_1, B = Q_2, , если Q₁ > Q₂ и А = Q₂, B = Q₁, если Q₁ ≤ Q₂

При этом максимальная погрешность от замены алгоритма (9.4) на (9.5) не превосходит 5%.

Функциональная схема вычислителя модуля, реализующего алгоритм (9.5), показана на рис. 9.14. Сравнение 8-разрядных входных двоичных чисел Q₁ и Q₂ производится с помощью компаратора Q₁ > Q₂ .

Если Q₁ > Q₂, то компаратор вырабатывает логическую единицу, которая подается на управляющие входы переключателей МРХ-1 и МРХ-2.

Поскольку в переключателе МРХ-1 на единичный вход подается сигнал Q₁, а в переключателе МРХ-2-сигнал Q₂ , то на выходе переключателя МРХ-1 в этом случае окажется сигнал Q₁, а на выходе МРХ-2- Q_2.

Если Q₁ ≤ Q₂, то компаратор вырабатывает логический ноль, и на выходе МРХ-1 оказывается сигнал Q₂, а на выходе МРХ-2- Q_1, т.е. в любом случае на выходе переключателя МРХ-1 всегда будет больший из двух сигналов (А), а на выходе МРХ-2 - соответственно меньший (В).

Деление сигналов на 2; 4 и 32 производится простым переносом разрядов двоичного слова соответственно на 1, 2 и 5 разрядов в сторону младших разрядов. Вычитание числа А/32 в последнем сумматоре осуществляется путем преобразования его в дополнительный код и сложения результата преобразования с числом А + В/4 +В/8.

Тема 5. Методы защиты рлс от помех

5.1. Общая характеристика методов защиты рлс от помех……..3

5.2. Селекция сигналов ……………………………………………4

5.3. Защита приёмников от перегрузок …………………………..6

5.4. Компенсация радиопомех…………………………………….9

5.5. Электромагнитная совместимость в радиолокации……….10

5.6. Когерентно-импульсные методы селекции движущихся

целей……………………………………………………………………...12

5.6.4. Принцип действия истинно когерентной РЛС………… 16

5.6.5. Принцип действия псевдокогерентной РЛС с внутренней когерентностью………………………………………………………….17

5.6.6. Основные понятия об РЛС с внешней когерентностью..18

5.6.7. Метод череспериодной компенсации – ЧПК……………19

5.6.8. Слепые скорости цели…………………………………….19

5.6.9. Борьба со слепыми скоростями…………………………..20

5.7. Основные характеристики систем СДЦ……………………22

5.8. Устройства СДЦ, выполненные на базе аналоговых

элементов……………………………………………………………….27

5.9. Устройства СДЦ, выполненные на базе цифровых

элементов………………………………………………………………..31

1

40

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ

Криворізький коледж Національного авіаційного університету

ТЕОРІЯ

РАДІОЛОКАЦІЙНИХ

СИСТЕМ

КНИГА 2

Конспект лекції

курсанта 5-094 навч. групи

_________________________

2010

СОДЕРЖАНИЕ

2

39

Конспект лекций состоит из 3-х книг.

В книге 2 изложены основные принципы

защиты первичных радиолокаторов от помех.

Основное внимание уделено методам подавления сигналов от неподвижных целей.

В книге приведены примеры построения

устройств селекции движущихся целей, выполненных как на базе аналоговых, так и цифровых элементах.

Материал служит основой для изучения когерентных радиолокаторов.

Для удобства изучения материала, весь текст книги разбит на «дозы», охватывающие законченные мысли.

Конспект лекций обсуждён, одобрен и рекомендован к применению методическим совещанием цикловой комиссии «Радиоэлектронных средств наземного обеспечения полётов» (Протокол №1 от 30.08.2010 г.)

Бакулин Е.В.

Теория радиолокационных систем

3

38

37

4

5

36

35

6

7

34

33

8

9

32

31

10

11

30

29

12

13

28

27

14

15

26

25

16

17

24

23

18

19

22

20

21