1. Режим удлинения антенной цепи.

К атушка связи имеет большое количество витков, а именно, такое, что хорошо выполняется условие f_0A ≈ 0,7f_0min, тогда из формулы 2 при Q = const с увеличением f₀ знаменатель формулы 2 увеличивается, а дробь уменьшается. В результате с увеличением f₀ возрастает и K_0ВЦ.

График, построенный по формуле 2 для этого случая, показан на рисунке (см. выше). Обычно коэффициент неравномерности изменения K_0ВЦ по диапазону СВ лежит в пределах от 2 до 3:

.

Достоинство этой цепи:

– небольшое изменения K_0ВЦ по диапазону.

Недостаток этой цепи:

– необходимость катушки связи (L_св) с большим количеством витков.

В режиме очень большого усиления , тогда из формулы 2 получаем: .

Коэффициент K_0ВЦ не зависит от частоты настройки f₀. Из-за большого L_A1 коэффициент K_0ВЦ мал, и поэтому этот режим на практике применяется редко.

2. Режим укорочения антенной цепи.

Катушка связи имеет небольшое количество витков, из-за этого выполняется условие , т.е. . С учетом этого из формулы 2 получаем, что K_0ВЦ будет равняться: .

Отсюда видно, что при Q = const с увеличением f₀ K_0ВЦ будет возрастать по квадратичному закону, т.е. точно так же, как у входной цепи с автотрансформаторной связью. Из-за необходимости катушки связи этот режим не применяется.

Входная цепь с индуктивно-ёмкостной связью.

П ри увеличении f₀ из-за индуктивной связи уменьшается K_0ВЦ (кривая №1), а из-за ёмкостной связи K_0ВЦ увеличивается (кривая №2). Результирующий K_0ВЦ получается практически не зависящим от частоты (кривая №3).

Достоинство такой цепи – равномерность K_0ВЦ по диапазону.

Недостаток – трудоёмкость настройки и регулировки цепи.

Применяется в приёмников высшего, а иногда и первого класса качества.

Режим согласования входной цепи.

В диапазонах УКВ и СВЧ, т.е. на частотах свыше 50 МГц обычно применяются настроенные антенны, которые соединяют со входом радиоприёмника коаксиальным кабелем. При большой длине кабеля его необходимо согласовать с антенной и со входом радиоприемника, тогда кабель работает в режиме бегущих волн. При отсутствии согласования возникают отраженные волны, которые искажают передаваемую информацию и увеличивают потери энергии в кабеле. Чтобы этого не было кабель необходимо согласовать с антенной и входом радиоприёмника. Условие согласования: ; , где – волновое сопротивления кабеля. X_A = 0 обеспечивается настройкой входного колебательного контура радиоприёмника на несущую частоту принимаемого радиосигнала.

Рассмотрим выполнение условия на примере входной цепи с автотрансформаторной связью. Эквивалентная схемы такой цепи на частоте f₀ показана на рис.

L и C можно не рисовать, т.к. их сопротивление равно бесконечности.

g_A=1\R_А. Активная проводимость КК g_к=g_A’+g_C+g_н’= P₁²g_А+g_c+P₂²g_н. Из эквивалентой схемы: режим согласования при g_A’=g₀+g_н’. Обозначим через Р_1с и Р_2с значение коэффициентв включения при которых обеспечивается режим согласования. Тогда g_кк=Р_1с²g_А+g₀+P_2c²g_н; g_кк=2Р_1с²g_A(1), g_кк=2(g₀+P_2c²g_н) (2). Ранее для коэффициента шунтирования γ=g_кк\g₀. Отсюда g_кк=γg₀. Приравняв 1 и 3 получим 2Р_1с²g_А=γg₀. Р_1с=√γg₀\2g_А (4). Приравняв 2 и 3 получим 2(g₀+Р_2с²g_н)=γg_o из этого следует Р_2с=√γg₀-2g₀\2g_н=√g₀(γ-2)\2g_н (5). Таким образом, если коэффициенты включения выбраны в соответствии с формулами 4 и 5, то обеспечивается режим согласования входной цепи. Резонансный коэффициент передачи ВЦ в режиме согласования – К_0с=Р_1сР_2сR_ое\R_A=Р_1сР_2с\2Р_1с²g_A=P_2C\2_P1C. Подставим 4 и5 и после преобразования Кос=0,5 √γ-2*g_A\γ*g_н. При сильном шунтировании КК, т.е. при γ>>2, получим Кос=0,5√g_A\g_н. В режиме согласования находят коэффициент шунтирования γ=П\П_об. Затем по формулам 4 и 5 расчитывают Р_1с и Р_2с, т.е. витки от которых нужно делать отводы 2 и 3 катушки КК. Смотря схему ВЦ с АТ связью Р_1с=w_3-4\w_1-4; w_3-4=P₁cw_1-4; w_2-4=P_2cw_1-4.

УРЧ.

1) Предназначены для усиления принимаемого РС. 2) Обеспечивают требуемую избирательность по зеркальному и прямому каналу, а также для уменьшения коэффициента шума РПМ. 3)Для исключения проникновения колебаний гетеродина в цепь антенны. Если колебания гетеродина поступают в цепь антенны, то антенна начинает излучать радиоволны с частотой гетеродина. Это не допустимо. В качестве УРЧ применяют резонансные усилители. Это такие усилители в котором К нагрузкой транзистора является КК.

ВЧ схемы замещения транзистора.

З аменим транзистор эквивалентом 4полюсника. Уравнения его в системе у-параметров, как известно из ТОЭ и ЭП. Iб(.)=Y₁₁Uвх(.)+U₁₂Uк(.) (1). Iк(.)=Y₂₂Uк(.)+Y₂₁Uвх(.) (2). Комплексная входная проводимость транзистора Uк(.)=0, при КЗ по переменному току в К цепи транзистора. y22-полная выходная проводимость транзистора при Uвх(.)=0, т.е. при КЗ. y21-комплексная прямая проводимость транзистора при Uк=0. y12-полная обратная проводимость транзистора при Uвх=0. Уравнение 1 и 2 соответствует эквивалентной схеме трназистора с 2 генераторами тока. В ограниченном диапазоне частот параметры транзистора можно представить в следующем виде y22=g22+jwC22. y12=g12+jwC12≈jwC12. y21=S\1+jwζs=S\1+jf\fs. g11-активная входная проводимость в схеме с ОЭ при Uк=0. С11-входная ёмкость транзистора при Uк=0. g22-активная выходная проводимость транзистора при Uвх=0. g12 и g22- активная обратная проводимость транзистора и выходная ёмкость транзистора при Uвх(.)=0. fs-частота среза активного сопротивления базы. ζs=1\2πfs-полная активная проводимость транзистора. g12 мала и ей пренебрегают. В резонансных усилителях (в УРЧ, УПЧ) применяют транзисторы с малой проходной ёмкостью. И надо принимать меры по обеспечению устойчивой работы усилителя. Позволяет упростить схему и убрать из неё 1 генератор тока.

УРЧ с АТ связью.

Р азделим схему на 3 части. 1 часть – покоя. В ней отсутствует входное напряжение. В схеме по постоянной составляющей протекает 3 тока. Ток делителя, постоянная составляющая тока К и тока Б. Ток базового делителя: +Ек-Rф-R1-R3-корпус- -Ек. Этот ток сздаёт на R2 падение напряжения U_R2=IдR2. Ток базы Iб0 протекает по цепи: +Ек-Rф-R1-БЭVT1-Rэ-корпус- -Ек. Этот ток вызывает постоянную составляющую тока коллектора, который протекает по цепи +Ек-Rф-верхняя часть катушки L (по виткам) – КЭVT1-Rэ-корпус- -Ек. При этом на резисторе RL создаётся падение напряжения U_Rэ=(I_б0+I_к0)Rэ≈I_к0Rэ. Сопротивление резисторов выбирают таким, чтобы Есм смещало бы рабочую точку транзистора в точку А на линейном участке проходной ВАХ. Крутизна транзистора в точке А: S=S_A=∆i_к\∆u_б. Постоянное напряжение на К транзистора U_к0=Е_к-U_Rф, где U_Rф=(Iд+I_б0+I_к0)R_Ф≈(I_д+I_к0)R_ф.

Режим усиления. Подадим на вход схемы синусоидальное ВЧ входное напряжение. Это напряжение со входа схемы поступает через конденсаторы С_р1 и С_э подводится к участку БЭ транзистора и вызывает переменную составляющую тока базы, которая протекает по цепи: С_р1-БЭтр1-Сэ-корпус-источник u_вх. Переменная составляющая тока базы вызывает переменную составляющую тока коллектора, которая протекает по цепи: КЭтр1-Сэ-корпус-Сф-верхняя часть катушки-Ктр1. Другая часть тока идёт по цепи: С-нижняя часть катушки (выводы 4 и3)- Ктр1. Ручкой настройка настраивают КК LC на частоту входного напряжения, тогда переменная состовляющая тока коллектора вызывает в КК резонансный ток, который протекает по цепи: L-С-Сф-L. Резонансный ток КК создаёт на верхней части катушки

(выводы 1 и 2) падение напряжения, которое через конденсаторы Сф и С_р2 поступает на выход схемы. Это и есть усиленное усилителем напряжение. В РПМ на вход УРЧ с выхода ВЦ кроме полезного РС поступают и мешающие сигналы, который через С_р1 и Сэ подводятся к участку БЭ тр1 и вызывают мешающие переменный токи в коллекторной цепи транзистора. Однако, они не вызывают резонанса и из-за этого они по отношению к полезному сигналу будут ослаблены УРЧ. Обеспечивается требуемая избирательность по зеркальному и прямому каналу.

Назначение элементов схемы УРЧ.

Тр1 – усилительный элемент, КК LC – нагрузка К цепи транзистора. ФНЧ RфCф – не пропускает переменную составляющую тока коллектора в цепь питания Ек. Тем самым устраняется опасность самовозбуждения ВЧ каскадов РПМ. По назначению элементов Ср1 не пропускает постоянное напряжение с Бтр1 на вход схемы. Ср2 – не пропускает постоянное напряжение с Ктр1 на выход схемы. Блокировочный конденсатор Сэ устраняет ООС по переменному току, в результате из-за действия этой ОС не уменьшается резонансный коэффициент усиления. Емкости Ср1, Ср2, Сэ, Сф выбирают большими (210пФ). Из-за этого сопротивление этих конденсаторов ВЧ току практически равно 0. Цепь Rэ Cэ – цепь эммитерной стабилизации. Она стабилизирует режим работы транзистора по постоянному току, а именно стабилизирует I_к0. R1, R2 – базовый делитель напряжения, с помощью которого подаётся отпирающее напряжение смещения на Бтр1.

Эквивалентная схема коэффициента усиления УРЧ с АТ связью.

Заменив транзистор его эквивалентной схемой и заменив КК и нагрузку их эквивалентами получаем эквивалентную УПЧ с АТ связью. Ср1, Ср2, Сф, Сэ на схеме нет, т.к. сопротивление их токам ВЧ=0. Ранее для аналогичной схемы (см. экв. сх. ВЦ с АТ связью) имели для выходного напряжения Uвых (.)=I_кг(.) Р₁ Р₂ R_ое\1+ja, где а – расстройка КК (обобщённая). Т.к. I_кг(.)=Y₂₁(.)U_вх, то U_вых(.)=Y₂₁U_вхР₁Р₂R_ое\1+ja. Находим комплексны коэффициент усиления УРЧ. К(.)=U_вых(.)\U_вх(.)=Y₂₁Р₁Р₂R_ое\1+ja. Модуль коэффициента усиления, коэффициент усиления данного УРЧ. К=|K(.)|=P₁P₂R_ое|Y₂₁|\√1+a²=U_вых\U_вх (1). Их 1 находим резонансный коэффициент усиления при а=0 и |Y₂₁|=|Y₂₁₀|. K₀=P₁P₂R_ое|Y₂₁₀|. |Y₂₁₀|-модуль крутизны транзистора на частоте f₀.

Избирательность 1 контурного УРЧ.

Избирательность на частоте помехи G=K₀\K=|Y₂₁₀|√1+a²)\|Y₂₁|=|Y₂₁₀|\|Y₂₁|√1+Q²(f_пом\f₀-f₀\f_пом)². |Y₂₁₀|=S\√1+(f_пом\f₀)². |Y₂₁₀|=S\√1+(f₀\f_s)². Находим избирательность по зеркальному каналу G=|Y₂₁₀|\|Y_21з|√1+Q²(f_з\f₀-f₀\f_з)². |Y_21з| - модуль крутизны транзистора на частоте зеркального канала. Избирательность УРЧ по прямому каналу G_пк=|Y₂₁₀|\|Y_21п|√1+Q²(f_пр\f₀-f₀\f_пр)². |Y_21п|-модуль крутизны транзистора на промежуточной частоте f_пр. Избирательность по соседнему каналу G_ск=√1+(2Q f_ск-f₀\f₀)². Из-за малой расстройки, т.е. из-за малой разности f_ск-f₀, избирательность G_ск мала, а следовательно УРЧ не ослабляет помеху по соседнему каналу. При малых расстройках избирательность УРЧ G_урч=√1+(2Q f-f₀\f₀)². Она совпадает с избирательностью одиночного КК, а следовательно при малых расстройках АЧХ УРЧ имеет вид резонансной кривой одиночного КК. А ПП высчитывается по формуле ПП КК. П=f₀\Q. Q≈50…100 (ДВ, СВ, КВ).

Резонансный коэффициент усиления УРЧ с АТ связью.

Ранее для него имели формулу К=SR_к; К₀=Р₁Р₂|Y₂₁₀|R_ое. Обычно УРЧ строят на транзисторах, у которых f_s>=sf₀. Это позволяет считать |Y₂₁₀|≈S. Т.к. R_ое=w₀LQ, то K₀=P₁P₂SLQ2πf₀. (1). Из 1 видно, что при Q=const, с увеличением f₀, К₀ увеличивается по линейному закону (см.граф). Изменение К₀ по диапазону СВ согласованно. К_нер=К_0max\K_0min=f_0max\f_0min=3.

Понятие о резонансном коэффициенте устойчивого усилителя.

Значение К₀ при превышении которого резонансный усилитель работает неустойчиво называют рез. коэффициент устойчивого усиления. Далее будет показано, что этот коэффициент можно рассчитать по формуле: К_0уст=0,45√|Y₂₁₀|\|Y₁₂₀|. |Y₁₂₀| - модуль обратной проводимости транзистора на частоте f₀. |Y₁₂₀|≈w₀C_пр, где С_пр-проходная ёмкость транзистора (полевого или биполярного). Т.к. неустойчивая работа усилителя несовершенна, то всегда должно выполнятся условие: К₀<=K_0уст; К₀=Р₁Р₂SR_ое.

Режимы работы УРЧ.

Различают 4 режима работы УРЧ. 1)максимального усиления, 2)режим согласования, 3)режим ограниченного усиления, 4)режим широкополосного усиления (когда Р₁ и Р₂=1).

Режим максимального усиления.

Также называют режимом оптимального согласования. Ранее для К₀ имели формулу К_0max=SR_оеP₁P₂. (1). Обозначим через Р_1опт и Р_2опт значения коэффициентов включения, при которых обеспечивается режим оптимального согласования. Исследование формулы 1 на экстремумы (макс и мин) показывает, что этот режим наступает при одинаковом шунтировании КК цепью нагрузки и коллекторной цепью транзистора, т.е. наступает при Р_1опт²g₂₂=P_2опт²g_н. Полная активная проводимость КК в этом режиме g_кк=g₀+P_1опт²g₂₂+P_2опт²g_н (2), или g_кк=g₀+2P_1опт²g₂₂ (3), либо g_кк=g₀+2P_2опт²g_н (4).Т.к. γ=g_кк\g₀, следовательно g_кк=γg₀. (5). Приравняв формулы 3 и 5 получаем уравнение γg₀=g₀+2P_1опт²g₂₂, находим Р_1опт = √g₀(γ-1)\g₂₂ (6). Приравняв 5 и 4 получаем уравнение γg₀=g₀+2P_2опт²g_н. Р_2опт=√g₀(γ-1)\g_н. (7). Таким образом для получения максимального усиления необходимо коэффициент включения выбрать в соответствии с формулами 6 и 7. (Р2=0,5; Р₂=w_н\w; w_н=0,5w). Подставляя в формулы 6 и 7 формулу 1 получим К_0max=γ-1 SR_ое\γ√g₂₂g_н. (8). R_ое=1\γg₀, при γ>>1 находим предельный резонансный коэффициент усиления К_0пр=S\√g₂₂g_н. Этот режим основного согласования применяется когда К_0max<=К_0уст.

Режим согласования.

Он имеет место при g₂₂’=g₀+g_н’. Обозначается через Р_1с и Р_2с значения коэффициентов включения при которых обеспечивается режим согласования. Тогда Р_1с²g₂₂=g₀+P_2c²g_н. Ранее для режима согласования имели формулы (см.ВЦ с АТ связью в режиме согласования): Р_1с=√γg₀\2g₂₂;

Р_2с=√g₀(γ-2)\2g_н; К_ос=(S√γ-2\γ)\2√g₂₂g_н, при γ>>2, К_ос≈S\2√g₂₂g_н=К_0пр. При сильном шунтировании КК (γ>>2) первый и второй режимы равноценны. Режим согласования применяют тогда, когда К_ос<=К_0уст<=К_0max.

Режим ограниченного усиления.

В нём резонансный коэффициент усиления К0 должен ранятся требуемому значению К₀=К_отр. Обозначим через Р_1тр и Р_2тр значения коэффициентов включения, при которых УРЧ работает в этом режиме, тогда следующие уравнения. Решая, найдём Р_1тр=Р_1опт√1-√1-К_отр²\К_оmax²; Р_2тр=К_отрγg₀\P_1трS. Принимают когда K_опт<=К_0уст<=К_ос<=K_0max. Часто принимают К_отр=К_0уст.

Режим широкополосного усиления.

Применяют полное включение КК (Р₁=1, Р₂=1) и кроме того КК шунтируют резистором R_ш. Резонансный коэффициент усиления К0шу=SR_оеS\g_кк, где g_кк=g₂₂+g₀+g_н+g_ш; g_ш=1\R_ш, проводимость шунтирующего резистора. Этот режим применяют когда требуется широкая ПП резонансного усилителя.

УРЧ с ТР связью.

Принцип действия: напряжение с КК ВЦ (входное) подводится через Си и ЗИ и вызывает ВЧ ток стока, который протекает по цепи: сток исток тр1-Си-корпус-Cф-Lсв-СИVT1. Этот переменный ток наводит в катушке КК ЭДС взаимоиндукции. Ручкой настройка настраивают КК на несущую частоту принимаемого сигнала. Тогда ЭДС взаимоиндукции вызывает в КК резонансный ток, который протекает через L и С, создаёт на нижней части катушки падение напряжения, поступающее на выход схемы. РС от других станций являются помехами. Их частота f_ном≠f₀, но они резонанса в КК не вызывают и из-за этого они ослаблены по отношению к полезному сигналу.

Эквивалентная схема.

Обычно Rпотерь L_св и поэтому R_св не учитываем. Из эквивалентной схемы находим реактивную проводимость цепи связи. в=w₀C_св-1\w₀L_св. Находим комплексную проводимость цепи связи y_св=g₂₂+jв. Комплексная проводимость цепи связи |g_св(.)|=√g₂₂²+в₂. Для диапазона УРЧ выполняется условие g₂₂²<<в₂₂². |g_св|=√g₂₂²+в₂₂²; |g_св|≈|_в|. |в|=1\w₀L_св|w₀2L_свC_св-1|=1\w₀C_св|w₀²\w_0св²-1|=1\w₀L_св|f₀²\f_0св²-1|; f_0св=1\2π√L_свС_св-рез.частота цепи связи. Обозначим f₀\f_0cв=h; |g_св|=|в|=1\w₀L_св.

Резонансный коэффициент усиления УРЧ.

Напряжение на катушке связи U_св=I_г|Z_св|=I_г\|y_св|. Находим амплитуду тока, протекающего через катушку свяи I_св=U_св\w₀L_св=SU_вх\|y_cв|w₀L_cв=SU_вхw₀L_св\w₀L_cв|h²-1|=SU_вх\|h²-1|. Определяем амплитуду ЭДС взаимоиндукции наводимой в катушке КК. Е_м=w₀MI_св=w₀MSU_вх\|h²-1|; U_кк=QE_м, U_вых=Р₂U_кк=P₂QE_м=Р₂Q_w0MSU_вх\|h²-1|. Находим резонансный коэффициент передачи К₀=U_вых\U_вх=w₀MP₂QS\|h²-1|. Домножим на L (и разделим) правую часть предыдущей формулы. К₀=Р₂w₀MQLS\|h²-1|L; Р₂MR_оеS\L|h²-1|=Р₁Р₂SR_ое, где Р₁=M\L|h²-1|; Зависимость К₀ от частоты настройки f₀ с отрицательной связью-К₀=Р₂MQS2πf0\|f₀²\f₀cв²-1|. В зависимости от числа витков L_св различают 2 режима работы цепи связи-удлинения и укорочения.

Режим удлинения ЦС.

Катушка Lсв имеет большое число витков, такое, что h²=f₀²\f₀св>>1. Тогда пренебрегая 1 в знаменателе, предыдущей формулы получаем K₀=P₂MQSw_0св2πfсв²\f₀ (1). Из 1 видно, что К₀ обратнопропорционален частоте. При Q=const, изменение К₀ по диапазону СВ составит Кнеп=Кmax\Kmin=f₀max\f₀min=3.

Режим укорочения ЦС.

Катушка Lсв имеет не большое число витков, такое, что f₀²\f₀св<<1. Тогда К₀=Р₂MQS2πf₀. Видно, что при Q=const, с увеличением f₀, К₀ увеличивается по линейному закону, т.е. также как и у УРЧ с АТ связью. Поэтому этот режим на практике не применяют.

УПЧ.

УПЧ ставится в приёмное устройство после ПЧ (СМ), поэтому на вход УПЧ поступает РС с промежуточной частотой. В приёмнике для диапазона рабочих частот fпр является постоянной величиной. Поэтому в УПЧ не требуется перенастраивать КК. В РПМ ДВ, СВ, КВ диапазонов fпр=465кГц. В УКВ диапазоне fпр=10,8МГц. В ТВ fпр=6,5МГц.

Требования к УПЧ.

1) УПЧ должен обеспечивать основное усиление принимаемого РС. В радиовещательных приёмниках К₀упч=10³…10⁴. В радиолокационных приёмниках К₀упч=10⁵…10⁶. Для большего значения К₀, УПЧ выполняют многокаскадным. Обычно 2-3 каскада. А в радиолокационных 8-10 каскадов. 2) Требуемую избирательность по соседнему каналу. 3) Требуемую ПП. Прпм ≈ Пупч. 4) Требуемую форму АЧХ. Обычно близкую к прямоугольной. Близость формы АЧХ к прямоугольной оценивают коэффициентом прямоугольности АЧХ. Это отношение ПП на уровне 0,1 К₀ (либо 0,01К₀) к ПП на уровне 0,707К₀. Кп=П_0,1\П_0,7. Всегда К_п>=1. Для идеального УПЧ К_п=1. Чем ближе К_п к 1, тем ближе АЧХ по форме к прямоугольной.

УПЧ с одиночным КК.

Связь КК с К цепью и с нагрузкой АТ. С помощью подстроечного сердечника катушки L настраивают КК на промежуточную частоту. Резонансный коэффициент усиления данного каскада К₀₁=Р₁Р₂SR_ое. Резонансный коэффициент усиления 3каскадного УПЧ=К₀₁К₀₂К₀₃. Часто каскады делают одинаковыми, тогда их резонансные коэффициенты усиления равны. К₀₁=К₀₂=К₀₃ и К_о=К₀₁³. Если К₀₁=10, то К₀=10³=1000. В многокаскадных УПЧ для получения узкой ПП, КК каскадов настраивают на одну и туже промежуточную частоту. Для получения широкой ПП и увеличения крутизны спадов, резонансный кривой (для уменьшения Кп), КК настраивают на разные частоты. В 3каскадном УПЧ КК второго каскада настраивают на промежуточную частоту, КК 1 каскада на частоту немного меньше промежуточной, а третьего каскада немного больше. Частоты 1 и 3 каскада отстоят на одинаковом расстоянии от промежуточной частоты. При такой настройке КК вершина АЧХ получается волнистой.

УПЧ с двумя связанными КК.

На вход схемы подают синусоидальное напряжение промежуточной частоты. Оно через конденсаторы Ср и Сэ подводится к БЭ транзистора и вызывает переменную составляющую К тока. Этот переменный ток протекает по цепи: КЭтр1-Сэ-корпус-Сф-одна часть через нижнюю часть катушки L1, а другая часть через С1 и верхнюю часть катушки. Переменный коллекторный ток проходит на К тр. КК L1C1 и L2C2 с помощью подстроечных сердечников настраивают на промежуточную частоту. Поэтому переменный коллекторный ток вызывает резонансный ток в 1 КК, который протекает через L1C1 наводит в катушке L2 ЭДС взаимоиндукции. Она вызывает резонансный ток во 2 КК, который протекает через C2L2, создаёт на нижней части катушки L2 падение напряжения, поступающее на выход схемы. Оно и является усиленным напряжением схемы. Резонансный коэффициент усиления данного УПЧ определяется формулой К₀=β\(1+β²)Р₁Р₂SRое; β=QKсв. Параметр связи между КК- Ксв=М\√L₁L₂ – коэффициент связи. Р₁-коэффициент включения 1 КК в К цепь. Р₂-коэффициент включения 2 КК в цепь нагрузки, т.е. цепь Б следующего транзистора. Rое=R₀₁ – эквивалентное резонансное сопротивление КК. Считаем, что КК имеют одинаковые параметры, Q=Q₁Q₂. Связь между КК выбирают критической (оптимальной) т.к. при ней АЧХ имеет плоскую вершину. При ней β=1 и К₀=0,5 Р₁Р₂SRое. Видно, что рез.коэффициент усиления в 2 раза меньше, чем в УПЧ с одиночным КК. Это является недостатком УПЧ с двумя связанными КК. Достоинства: лучшая избирательность по соседнему каналу, чем раньше.

УПЧ с катушечным фильтром сосредоточенной селекции.

Катушечный ФСС имеет несколько КК (от 3 до 10). Называемых звеньями фильтра. Каждый КК помещают в заземлённый экран, связь между ними внешнеемкостная при помощи конденсаторов связи Ссв1 и Ссв2. Переменная состовляющая К тока создаёт на входном сопротивлении падение напряжения. Оно через ФСС поступает на выход схемы. Достоинства: лучшая избирательность по соседнему каналу в отличии от предыдущей схемы. Недостатки: чем больше звеньев, тем лучше избирательность по соседнему каналу, но тем хуже коэффициент усиления. Сложность настройки УПЧ с ФСС. КК ФСС настраивают на разные частоты, лежащие в пределах ПП УПЧ.

Многокаскадный УПЧ с высокой распределённой избирательностью.

Каждый каскад такого УПЧ принимает участие в формировании результирующей АЧХ всего УПЧ. В результате избирательность получается распределённой по каскадам УПЧ. В таком УПЧ используются как одиночные, так и связанные КК. УПЧ 2каскадный, тогда первый каскад УПЧ-1, с одиночным КК. А 2 каскад УПЧ-2 с двумя связанными КК, тогда во 2 каскаде связь между КК выбирают больше критической, АЧХ 2 каскада имеет горбатую АЧХ. КК 1 каскада настраивают на промежуточную частоту, тем самым устраняют провал в центре результирующей АЧХ. Таким образом оба каскада УПЧ принимают участие в формировании результирующей АЧХ.

Многокаскадный УПЧ с сосредоточенной избирательностью.

Результирующая АЧХ такого УПЧ формируется ФСС, который включают во входную либо выходную цепь первого каскада УПЧ. Второй и последующие каскады выполняют апериодическими (резистивными), либо резонансными с широкой ПП. В качестве резистивного каскада используют резистивные усилители, в которых К нагрузкой является резистор. Если в 3каскадном УПЧ 1 каскад с ФСС, 2-резистивный, 3-резонансный широкополосный, то из-за широкой ПП 2 и 3 каскада они не влияют на результирующую АЧХ. Она формируется только 1 каскадом, а именно ФСС. В результате вся избирательность такого УПЧ сосредоточена в 1 каскаде. В качестве ФСС УПЧ применяют: катушечные ФСС на LC звеньях, фильтры на пьезоэлементах, электромеханические фильтры, фильтры на поверхностных акустических волнах (на ПАВ). Электромеханические фильтры работают на частотах до 1 МГц, пьезоэлектрические до 10,8МГц, фильтры на ПАВ от 30 до 1000МГц, пьезоэлектрические на 465кГц; 6,5МГц; 10,8МГц. Фильтры на ПАВ – 34МГц. УПЧ с катушечным ФСС, с пьезоэлектрическим фильтром или фильтром на ПАВ обеспечивают избирательность по соседнему каналу 40дБ (100раз), а на электромеханических фильтрах – 60дБ (1000раз). Кварцевые фильтры применяются в УПЧ РП телеграфных сигналов. УПЧ с кварцевым фильтром обеспечивает очень узкую ПП (300Гц) и избирательность в 40дБ.

Устойчивость резонансных усилителей.

Из курса УИП известно, что полный коэффициент передачи усилителя (У), охваченного петлёй ОС определяется формулой: Кп =Кп(.)\1-Кп(.)Кос(.), где Кос (.) – полный коэффициент передачи цепи ОМ, Кп-полный коэффициент усиления усилителя без ОС. Усилитель образует цепь прямой передачи сигнала, Кп(.)-полный коэффициент передачи цепи прямой связи. Кп=Кп(.)\1-Т(.), где Т(.)=Кп(.) Кос(.) – комплексное петелвое усиление схемы. Если Т(.) является действительным положительным числом, то ОС называется положительной. К(.)=Кп(.)\1-Тпос. Если Т(.) является действительным отрицательным числом, то ОС называется отрицательной. Кп(.)=Кп(.)\Тоос. Если Т(.) является комплексным числом, то ОС называется комплексной. Для усилителя более опасна ПОС. Если Тпос>1 то ПОС называется сильной. При такой ОС усилитель самовозбуждается и теряет устойчивость. Если Тпос=1, то К(.) = ∞ (на границе самовозбуждения).

Тпос <=0,2ПОС называется слабой и её действием можно пренебречь. При 1>Тпос>0,2 усилитель не самовозбуждается, но работает не устойчиво.

Неустойчивая работа резонансного усилителя.

Она проявляется в том, что искажается АЧХ резонансного усилителя, а именно левый склон становиться более крутым, а правый более пологим и на АЧХ появляется острый пик. С увеличением Тпос(.) высота пика увеличивается и при Тпос =1, пик уходит в бесконечность. Частота на которой получается острый пик называется критической. На ней в резонансном усилителе действует ПОС. Также неустойчивая работа усилителя проявляется в том, что изменяются его показатели, а именно резко увеличивается Кmax, сильно сужается ПП, Q резко возрастает, активное входные и выходные проводимости уменьшаются и при Тпос>1 они становятся отрицательными.

Паразитные ПОС в резонансных усилителях.

ПОС в УРЧ и УПЧ может возникать: 1) Через общий источник питания Ек; для её устранения в К цепи транзисторов включают развязывающие RфCФ фильтры, которые не пропускают токи ВЧ в Ек, тем самым устраняется самовозбуждение ВЧ токов в РПМ. 2) Из-за паразитных индуктивностей и емкостных связей, между входными и выходными цепями каскадов, а также всего усилителя; для их устранения экранируют входную цепь каскада, либо весь входной каскад. Выполняют правильную компоновку и монтаж входной цепи и выходной цепи усилителя. 3) Из-за внутренней ОС, которая возникает через паразитную ёмкость транзистора. Полностью не устранить, можно лишь ослабить.

Критерий устойчивости по модулю.

Если для частот от 0 до ∞ модуль петлевого усиления |Т(.)| не превышает дополнительное значение, то усилитель работает устойчиво, это и является критерием устойчивости по модулю. Обычно Тдо=0,2. Иногда Тдоп=0,1.

Резонансный коэффициент устойчивого усилителя.

Полная эквивалентная схема резонансного усилителя на входе и выходе. Синусоидальный коллекторный ток предыдущего каскада Iкгпр создаёт на КК L1C1 падение напряжения, которое является входным напряжением для исследуемого каскада. Синусоидальное напряжение вызывает коллекторный ток Iкг, который создаёт на L2C2 падение напряжения Uк(.)=Iкг(.)-Rое₂=Y12RоеUвх(.). Под действием синусоидального напряжения на К через Спр тр, протекает ток ОС Iос(.)=Y12Uк(.). Он создаёт на 1 КК L1C1 падение напряжения, которое является Uос (.)=Iос(.)Rое₁=Y12Кое₁Uк(.). Находим полный коэффициент передачи ОС Кос(.)=Uое(.)\Uк=Y12Rое. Находим полный коэффициент передачи цепи прямой связи Кп(.)=Uк(.)\Uвх=Y21Rое₂. Находим полное петлевое усиление Т(.)=Кп(.)Кос(.)=Y21Y12Rое₁Rое₂. Находим модуль комплексного петлевого усиления на частоте f₀. Т=|T(.)|=|Y₂₁₀|R_ое2 |Y₁₂₀|R_ое1. На резонансной частоте f₀ модуль петлевого усиления имеет значение Тmax. Т.к. К₀=|Y₂₁₀|R_ое2, то домножив и разделив правую часть на К₀ получим, что Tmax=K₀²|Y₁₂₀|R_ое1\K₀=K₀²|Y₁₂₀|R_ое1\|Y₂₁₀|R_ое2. При R_ое1=R_ое2, устойчивость усилителя получается наилучшей, поэтому получаем Tmax=K₀²|Y₁₂₀|\|Y₂₁₀|. Значение резонансного коэффициента усиления, при котором модуль петлевого усиления достигает допустимого значения называют резонансным коэффициентом устойчивого усилителя. Поэтому приняв Тmax=Tдоп и К₀=К_0уст; Тдоп=К_0уст²|Y₁₂₀|\|Y₂₁₀|, находим К_0уст=√Т_доп|Y₂₁₀|\|Y₁₂₀|. Приняв Т_доп=0,2 и К_0уст=√0,2|Y₂₁₀|\|Y₁₂₀|=0,45√|Y₂₁₀|\|Y₁₂₀|; (1). Отсюда видно, что |Y₂₁₀| - модуль прямой проводимости транзистора на резонансной частоте f₀|Y₂₁₀|=√g₁₂²+(w₀Cпр)²≈w₀Cпр. Спр-проходная ёмкость транзистора. Для обеспечения устойчивой работы резонансного усилителя должно выполнятся условие К₀<=К_0уст.

Способы повышения устойчивости резонансного усилителя.

Если в УРЧ и УПЧ условие К₀<=К_0уст не выполняется, то требуется повысить устойчивость резонансного усилителя. Это можно сделать 1 из следующих способов: 1)Необходимо уменьшить К₀ до значения К_0уст, путём изменения коэффициентов включения до значений Р_1тр и Р_2тр, т.е. перейти к режиму ограниченного усиления. К_0тр=Р_1трР_2тр|Y₂₁₀|R_ое=K_0уст=0,45√|Y₂₁₀|\|Y₁₂₀|. 2) Ввести в схему резонансного усилителя ООС, которая уменьшит К₀ до значения К_0уст. Такую ООС получают путём введения в цепь эммитера низкоомного резистора, который не шунтируют конденсатором. R₀-резистор ООС (1-30 Ом). 3) Выполнить усилитель на другом транзисторе с меньшей проходной ёмкостью. |Y₁₂₀|≈2πf₀Cпр. 4) УПЧ можно ввести цепь нейтрализации. Элементы цепи нейтрализации (R_N, C_N) выбирают такими, чтобы амплитуды токов были равны, тогда при ток I_N(.) компенсирует ток ОС, который протекает через проходную ёмкость транзистора, а следовательно напряжение обратной связи на входе транзистора не возникает при идеальной нейтрализации. Добиться её на практике не удаётся. Поэтому этот способ позволяет устранить действие внутренней ОС. Кроме того, с течением времени из-за старения транзистора Cпр и g₁₂ изменяется, что нарушает нейтрализацию. 5) Выполнить резонансный усилитель по каскодной схеме.

Каскодная схема резонансного усилителя.

В данной схеме первый транзистор работает по постоянному току. Он включен последовательно, поэтому постоянная составляющая коллекторного тока первого и второго транзистора протекают по цепи: +Ек-Rф-L-КЭVT1-КЭVT2-Rэ-корпус—Ек. Блокировочный конденсатор Сбл заземляет по ВЧ базы первого транзистора, а Сэ заземляет эммитер второго. Из-за этого первый транзистор включён по схеме с общей базой, а второй с ОЭ. Подадим на вход схемы синусоидальное напряжение ВЧ. Оно через Ср1 и Сэ подводится к участку БЭ второго транзистора. И протекает по цепи: КЭтр2-Сэ-Сф-С||L-КЭтр1-Ктр2. КК LC настраивают на частоту этого тока. Тогда ВЧ К ток вызывает резонансный ток в КК. Iр=QIк~. Резонансный ток протекая через L и С создаёт на верхней части катушки L падение напряжения, которое через конденсаторы Сф и Ср1 поступает на выход схемы. Из УИП известно, что входное сопротивление транзистора по схеме с ОБ (со стороны Э) мало. Из-за этого мала амплитуда ВЧ напряжения на Э первого транзистора, а значит и на К второго. Из-за не большой амплитуды ВЧ напряжения на Ктр2 мал ток ОС, протекающий через проходную ёмкость тр2. Это увеличивает рез. коэффициент устойчивого усиления. К_0уст=0,45√|Y₂₁₀||Y₁₁₀|\|Y₁₂₀||Y₂₂₀|. Где Y-параметры тр2 на частоте f₀. Y₂₂- выходная проводимость тр2 на f₀, т.к. |Y₂₁₀|\|Y₂₂₀|>1, то К_0уст больше чем у резонансного усилителя на 1 аналогичном транзисторе. Это главное достоинство каскодной схемы. Рез. коэффициент усиления К₀=Р₂|Y₂₁₀|R_ое, |Y₂₁₀|-модуль прямой проводимости тр2. Недостатком схемы является, то что для её построения нужно 2 транзистора.

Преобразователи частоты.

Преобразованием частоты РС называется физический процесс понижения или повышения несущей частоты РС с сохранением закона и вида модуляции РС. В результате при преобразовании частоты спектр РС сдвигается по шкале частот на частоту гетеродина. Если частота гетеродина меньше частоты сигнала, то происходит инвертирование РС: нижняя боковая полоса становиться верхней боковой, а верхняя нижней. Каскад РПМ осуществляющий преобразование частоты называется преобразователем частоты (ПрЧ). В состав ПрЧ входит смеситель (СМ), гетеродин и фильтр. Гетеродин - маломощный автогенератор, генерирующий синусоидальное напряжение ВЧ. u₂=U₂cosw_гt. w₂=2πf_г.-угловая частота напряжения гетеродина. Напряжение гетеродина подаётся на левый вход СМ, на другой вход СМ, подаётся напряжение сигнала. СМ смешивает их (перемножает). Под смешиванием колебаний понимают физический процесс в результате которого получаются колебания комбинированной частоты. fк⁺=mfc+nfг; fк^-=|mfc-nfг|, гнде m и n целые числа, начиная с 1. m имеет смысл номера гармоники сигнала, n-номера гармоники гетеродина. Эти 2 формулы для комбинированных частот объединяют в 1 формулу fк=|mfc±nfг|. Обычно за промежуточную частоту принимают разностную комбинированную частоту. m=1 и n=1. Таким образом, на выходе СМ получается бесконечное множество колебаний комбинированных частот. ПФ (полосовой фильтр) выделяет колебание промежуточной частоты. Колебания других частот через фильтр не проходят на вход схемы. Если fг<fc, то УРЧ инвертирующий или с нижней настройкой частоты гетеродина. А если fг>fc, то УРЧ инвертирующий или с верхней настройкой частоты гетеродина.

Смешивание колебаний в несущей цепи.

Под действием напряжений сигнала и гетеродина рабочая точка перемещается по рабочему участку АВ-ВАХ диода. Если u_АВ<=0,2B, то рабочий участок АВ можно апроксемировать уравнением квадратичной параболы, где S-крутизна ВАХ диода в точке 0. b-кривизна рабочего учатка АВ. Из схемы 2 по 2 закону Кирхгоффа имеем u=u_c+u_г. Подставляем i=Su_c+Su_г+b(u_c+u_г)²=su_c+su_г+bu_c²+bu_г²+2bu_cbu_г. u_c=u_ccos (w_c+φ_c). Найдём Su_c=su_ccos(w_ct+φ_c).- первое слагаемое определяет первую гармонику тока частоты сигнала. s_u²=s_u²cosw₂t. – 2 слагаемое определяет первую гармонику тока частоты гетеродина. bu_c²=bu_c²cos²(w_c+φ_c)=0,5bu_c²+0,5bu_c²cos²(w_c+φ_c). – 3 слагаемое определяет постоянную составляющую тока диода. И 2 гармонику тока частоты сигнала. bu_г²=bu_г²cos²w₂t=0,5bu_г²+0,5bu_г²cos²w₂t. – 4 слагаемое определяющее постоянную составляющую тока диода и 2 гармонику тока частоты гетеродина. 2bu_cu_г=2bu_cu_гcos(w_ct+φ_c)cosw₂t=bu_cu_гcos[(w_c-w_г)t+φ_c]+bu_c2cos[(w_c+w_г)t+φ_c]. 5 слагаемое даёт 2 подобных тока, 1 из которых имеет суммарную частоту, а другой резонансную частоту. Появление комбинированных токов приводит к смешанному колебанию. Из 2 видно, что смешанное колебание основано на перемножении мгновенных значений напряжения сигнала и гетеродина i=i_c1+i_г1+I₀+i_c2+i_г2+i_к1+i_к2. I₀=I_0c+I_0г. – постоянная составляющая тока диода. I₀-постоянный ток, i_c1 и с2 – 1 и 2 гармоники тока частоты сигнала. i_г1 и г2 – 1 и 2 гармоники тока частоты гетеродина. i_к1 и к2-комбинированные токи. w_пр=|w_c-w_г| и 2 суммарной частоты w_c+w_г. Из этого анализа следует, что для смешивания колебаний можно использовать не линейную цепь, либо МСХ перемножения сигналов. Если цепь линейна, то b=0 и комбинированные токи не возникают.

Преобразование частоты РС в нелинейной цепи.

w_пр=|w_c-w_г|, тогда ток переменной частоты равен 1 комбинированному току. i_пр=u_к1=bu_cu_гcos[(w_c-w_г)+φ₀]=I_прcos(w_прt+φ_c)=bu_cu_г; φ_пр=φ_с-начальная фаза тока промежуточной частоты. Если сигнал АМ то его амплитуда изменяется по закону огибающей. u_c(t) – функция времени. i_пр=bu_cu_г, то u_г=const. Видно, что амплитуда тока ПЧ изменяется по тому же закону, что и амплитуда напряжения сигнала. Огибающая тока ПЧ повторяет огибающую тока РС. При ПрЧ закон и вид АМ сохраняется. Нелинейные искажения при ПрЧ РС отсутствуют при квадратичном рабочем участке. φ_пр=φ_с, то угловая модуляция (частотная или фазовая) при ПрЧ сохраняются.

Преобразование частоты слабого сигнала.

Элемент смещения не считаем. В этом случае входной и выходной ток смещения является формируемым 3 напряжениями: сигнала, гетеродина, и напряжения промежуточной частоты. Т.е. i₂=f₁(u_cu_гu_п) (1). i₁=f₁(u_cu_гu_п) (2). Определяется статической ВАХ нелинейностью СМ. При преобразовании напряжение меняется по гармоническому закону. u_c=u_ccos(w_c-φ_c). Это напряжение вызывает на выходе СМ комплексные токи. ПФ настраивают на промежуточную частоту, поэтому ток протекающей частоты создаёт падение напряжения. Остальные токи не создаю падение напряжения. На выходе схемы будет только напряжение промежуточной частоты, которое в общем виде u_п=u_прcos(w_прt+φ_пр). Сигнал считают слабым. Из-за этого напряжение промежуточной частоты имеет малую амплитуду. Сигнал считаю слабым, если его амплитуда мала, по сравнению с амплитудой напряжения гетеродина. u_c<<u_г, u_пр<<u_г. Эти 2 условия функции f₁ и f₂, можно разложить в двойной ряд Тейлора и ограничиться первыми линейными членами этого ряда. д- это σ только хвостик справа. i₂=f₂(u_г)+дf_г\дu_c+дf_г\дu_п. (3). i₁=f₁(u_г)+дf₁u_c\дu_г+дf₁u_г\дu_п. (4). Оределяется в рабочей точке, положение которой определяется напряжением гетеродина. Рассмотрим слагаемые. f₂(u₂)=i_г-ток на выходе СМ в отсутствии напряжения сигнала и входного напряжения схемы. дt₂\дu_c=дi₂\дu_c=S(t) крутизна СМ элемента. Изменяется во времени с частотой напряженя гетеродина. дf₂\дu_п=дi_г\дu_п=g₁(t) выходная проводимость СМ, измеренная под действием напряжения гетеродина. i₁=i₂₂+S(t)u_c+g_i(t)u_п (5). Т.к. напрядение гетеродина u_г пересчитанная чётная функция времени, то из-за этого функция i₂₂(t), S(t), g_i(t) – чётные периодические функции времени. Из математики известно, что токае функции можно разложить в ряд Фурье, содержащий множество cos членов, т.е. i₂₂(t)=I₀+I₁cosw₂t+I₂cos₂w₂t+…=I₀+ ∑^∞_n=1 I_н cosnw₂t(6) S(t)=S₀+S₁cosw₂t+S₂cos2w₂t+…=S₀+∑^∞_n=1S_ncosnw₂t(7) g_i(t)=g₀+g₁cosw₂t+g₂cos2w₂t+…=g0+∑^∞_n=1g_ncosnw₂t(8). Подставив в 5, получим i₂=i₂₂(t)+g₀u_ccos(w_c+φ_c)+ +∑^∞_n=1S_ncosw_г+w_гu_ccos(w_c+φ_c)+g₀u_пcos(w_g+φ_п)+ +∑^∞_n=1u₂g_ncosw₂tu_пcos(w_пр+φ_пр) (9). w_пр=|w_c-nw_г|. Тогда из 9 видно правило перемещения cos находи ток промежуточной частоты. iпр=0,6S_nu_ccos(wпр+φпр) (10). Переходя в формуле 10 от малых значений к полным амплитудным, получим, что I_пр(.)=S_прu_c(.)+g₀u_пр. u_c(.)=u_ce^-jφc-коэффициент сопряжения амплитуды сигнала. u_пр(.)=u_пре^-jφc. S_пр=S_n\2. Аналогично преобразовав. I_c(.)=S_обрu_пр(.)*+g_вхu_c(.) (12). Sпр-состовляющая аплитуды напряжения ПЧ. g_вх0-полная состовляющая входной проводимости СМ. S_обр=S_обрn\2-крутизна обратной проводимости СМ.

Эквивалентые параметры ПрЧ.

Уравнение 11 и 12 позволяют заменить гетеродин линейным 4х полюсником с параметрами КЗ. S_пр=S_n\2=I_п(.)\u_c(.)=Y₂₁₂ при u_n(.)=0. S_обр=S_обр\2=I_c(.)\U_n=Y₂₁ при g_вхn=I_c(.)\u_c(.)=Y_11n при u_n=0; g_вых=I_п(.)\u_n(.)=Y_22n при U_с=0. Из рис. u_n=I_nR_ое. Подставляя в формулу 11 I_п(.)=S_пu_c(.)+g_вых0u_к(.)=S_пu_c(.)-g_вых0-I_п(.)R_ое(.). I_п(.)(1+g_вых0R_ое)=S_пU_c(.). I_п(.)=S_пU_c(.)\1+g_вых0R_ое. I_п=S_пu_c\1+g_выхR_ое; амплитуда напряжения промежуточной частоты u_п=I_пR_ое=S_пu_c\1+g_вых. Отношение амплитуды выходного напряжения промежуточной частоты к амплитуде напряжения сигнала называется коэффициентом преобразования ПрЧ. К_пр=u_п\u_c=S_пR_ое\1+g_вых0R_ое. Таким образом, в ПрЧ имеют место процессф прямого ПрЧ, при которых U_c(.) вызывает ток ПрЧ и имеет процесс обратного ПрЧ, при котором напряжение промежуточной частоты вызывает дополнительную состовляющую тока сигнала = S_обрu_п* (из12).

Диодный ПрЧ.

L1,С1-КК. Т.к. ВАХ диода не линейна, то диод смешивает напряжение сигнала с напряжение гетеродина. И в цепи диода возникает бесконечное множество токов в т.ч. и ток промежуточной частоты. КК с помощью подстроечного сердечника настраивают на промежуточную частоту f_п=|f_c-f_г|, тогда в КК возникает резонансный ток, который создаёт на нижней части катушки L падение напряжения, поступающее на выход схемы. Коэффициент преобразования К_п=S_прR_оеР₁Р₂(1), где R_ое=1\g_кк, g_кк=Р₁²g_i+g₀+Р₂²gн, g_i-выходная активная проводимость источника сигнала, g_н-активная проводимость нагрузки. Из 1 видно, что чем больше S_пр, тем больше К_пр и больше амплитуда выходного напряжения и тем лучше ПрЧ. S_пр=I_п(.)\u_c(.) при u_п=0. Если сигнал слабый, то любой гармоники гетеродина. f_пр=|f_c-nf_г|. Нелинейные искажения при преобразовании частоты отсутствуют. С увеличением n, увеличивается амплитуда n-ой гармоники крутизны и увеличивается крутизна преобразования. Обычно ПрЧ работает на 1 гармонике гетеродина (n=1). f_пр=|f_c-f_г|. Иногда на СВЧ с целью увеличения частоты гетеродина в 2 раза (для большей стабильности частоты гетеродина), преобразования ведут на 2 гармонике сигнала. Тогда f_пр=f_c-2πf_г и S_пр=S_г\2.

РПД. РПД с амплитудной модуляцией.

Р ПД - это радиотехническое устройство, предназначенное для формирования радиосигналов и передачи его с помощью радиоволн. В состав РПД входит: РПД, антенна, устройства электропитания, система охлаждения. Структурная схема РПД с АМ показана на рисунке. ЗГ (задающий генератор) генерирует гармонические колебания высокой и стабильной частоты, которые через Буферный Каскад (БК) поступают на первый Умножитель Частоты (УЧ 1). Этот УЧ 1 увеличивает частоту колебаний в n1 раз, обычно коэффициент умножения 2 или 3. На выходе УЧ 1 получаются гармонические колебания с частотой n1fз, где fз – частота ЗГ. 1 Усилитель Мощности ВЧ (УМВЧ 1) увеличивает мощность этих колебаний. УЧ 2 увеличивает частоту колебаний в n2 раз. На его выходе появляются гармонические колебания с рабочей частотой fраб = fзn2n1. Эти ВЧ колебания поступают на левый вход АМ. Микрофон ВМ преобразует звуковое колебание в электрический сигнал, который усиливается Усилителем ЗЧ, затем усиливается Усилителем Мощности ЗЧ (УМЗЧ) и поступает на нижний вход АМ. В АМ напряжение ЗЧ управляет амплитудой ВЧ колебаний. В результате на выходе АМ появиться АМ сигнал, который поступает на антенну и вызывает излучение антенной радиоволн. Эти радиоволны переносят в пространстве передаваемую информацию. ЗГ в РПД называют возбудителем. В качестве возбудителя может использоваться кварцевый Авто Генератор (АГ), либо синтезатор частоты. Последний каскад РПД обычно называют выходным каскадом. Этот каскад работает на антенну и является самым мощным каскадом РПД. В качестве АМ используют УМВЧ 2. УЗЧ и УМЗЧ – являются модулятором.

РПД с частотной модуляцией.

Н апряжение микрофона усиливается УЗЧ и поступает на варикап ЗГ. При этом изменяется ёмкость варикапа и изменяется частота ВЧ колебаний, генерируемых ЗГ. Таким образом на выходе ЗГ получается ЧМ сигнал, мгновенная частота которого изменяется по закону модулирующего напряжения u_Ω. Этот ЧМ сигнал через БК поступает на УЧ 1, который увеличивает частоту колебаний в n1 раз. Девиация частоты ЧМ сигнала в n1 раз увеличится. Далее сигнал поступает на УМВЧ 1, который увеличивает мощность ЧМ сигнала. УЧ 2 увеличивает частоту колебаний в n2 раз, УМВЧ 2 усиливает ВЧ колебания. В результате увеличивается мощность ВЧ сигнала. Далее этот усиленный ЧМС поступает в антенну и вызывает излучение антенной радиоволн. ЗГ называют частотным модулятором. Цепь АвтоПодстройки Частоты (АПЧ) служит для стабилизации средней частоты ЗГ. Принцип действия АПЧ такой же как и принцип действия АПЧГ. БК – каскад с большим внутреннем сопротивлением. Он устраняет влияние последующих каскадов передатчика на частоту колебаний ЗГ. Тем самым повышается стабильность частоты ЗГ. Применение УЧ позволяет повышать частоту ЗГ и уменьшить девиацию частоты ЗГ. Обычно в РПД входит несколько каскадов УЧ и несколько каскадов УМВЧ.

Основные показатели РПД.

1) Рабочая частота РПД – несущая частота радиосигнала на выходе РПД fр = nfз, где fз – частота задающего генератора, n-коэффициент умножения частоты. В диапазонном РПД указывается минимальная и максимальная рабочая частота. В пределах этого диапазона можно изменять рабочую частоту РПД. 2)Нестабильность рабочей частоты РПД – она определяет максимально возможное изменение рабочей частоты с течением времени. Нестабильность частоты РПД определяется нестабильностью частоты ЗГ. Для уменьшения нестабильности рабочей частоты в качестве ЗГ используют кварцевый генератор или синтезатор частоты. Обычно нестабильность частоты δнст = ∆fнст\fр ≈ 10^-6…10^-7. 3)Выходная мощность РПД (номинальная мощность), которую РПД отдаёт в антенну. Чем больше этот параметр, тем на большее расстояние возможна радиосвязь. 4)КПД РПД – отношение выходной мощности РПД к мощности, потребляемой от сети. η=Рвых\Рпотр*100%. Чем больше КПД передатчика, тем при той же выходной мощности менее мощность, потребляемая от источника питания и экономичнее РПД. Кроме того с уменьшением потребляемой мощности упрощается охлаждение РПД. 5) Полоса частот РПД. Она примерна равна ширине спектра выходного сигнала РПД. 6) Уровень (мощность) паразитного излучения. Чем меньше паразитное излучение, тем меньше помехи для РПМ. Особенно сильное паразитное излучение получается на гармониках рабочей частоты РПД. Для уменьшения этого параметра, на выходе РПД ставят режекторные фильтры, которые подавляют излучение на гармониках рабочей частоты. 7) Вид модуляции применяемый в РПД. В зависимости от назначения РПД, в нём может осуществляться АМ, ЧМ, ФМ, ИМ, манипуляция, однополосная АМ.

Основы теории УМВЧ.

УМВЧ называют резонансным усилителем мощности, предназначенный для усиления гармонических колебаний ВЧ с большой амплитудой. Гармоническое напряжение ВЧ подаваемое на вход УМВЧ называют напряжением возбуждения. В дальнейшем будем считать, что оно изменяется по закону косинуса. uв = Uвcoswt. Амплитуда Uв выбирается такой, чтобы обеспечить отсечку коллекторного тока транзистора УМВЧ. Часто УМВЧ называют генератором с внешним возбуждением (ГВВ).

Аппроксимация ВАХ транзистора УМВЧ.

П оскольку транзистор УМВЧ работает с отсечкой коллекторного тока, то это позволяет заменить (аппроксимировать) ВАХ транзистора УМВЧ отрезками 2 прямых линий, как показано на рисунках. По аппроксимированной ВАХ транзистора определяют следующие параметры транзистора: 1) Е’- напряжение отсечки коллекторного тока транзистора (напряжение отпирания). Этот параметр определяют по аппроксимированной проходной ВАХ транзистора при u_к>=2В (рис.1). 2) S=∆i_к\∆u_б [мА\В, А\В, См] – крутизна коллекторного тока (крутизна транзистора). Она определяется из треугольника малых приращений (рис.1). S=M tgα, где М - масштабный коэффициент. Чем больше S, тем больше угол α и тем больше наклон аппроксимированной проходной ВАХ транзистора. 3)Sкр =∆i_к\∆u_к – крутизна линии критического режима (ЛКР). Прямую 0-1 называют ЛКР. Её обычно проводят через точки наибольшего изгиба выходной ВАХ транзистора. В УМВЧ применяют транзисторы, у которых большое значение Sкр. Также транзисторы называют генераторными. 4) Sб =∆i_б\∆u_б – крутизна базового тока транзистора. Параметр Sб определяют по аппроксимированной входной ВАХ транзистора. Величину, обратную Sб называют усреднённым входным сопротивлением открытого транзистора. Rвх=1\Sб =∆i_б\∆u_б = rвх. Величину, обратную Sкр называют выходным сопротивлением насыщенного транзистора. rнас = 1\Sкр. Уравнение аппроксимированной проходной ВАХ транзистора (рис.1) имеет вид: i_к = S(u_б-Е’), при u_б>=E’. i_к=0, при u_б<=Е’. (система). Уравнение ЛКР: i_к=S_кр u_к. т.е. это уравнение прямой 0-1.

Косинусоидальные импульсы коллекторного тока.

u _в =U_в cos wt. Из схемы находим напряжение на базе транзистора u_б=u_в+Е_см=U_в cos wt + Е_см. Подставляем это выражение в уравнение наклонного участка аппроксимированной ВАХ транзистора. i_к=S(u_б-Е’)=S(U_в cos wt + E_см – E’) = SU_в(cos wt + E_см-Е’\U_в)=SU_в(cos wt – E’-E_см\U_в)=SU_в(cos wt+cosθ) (1). Где cosθ=Е’-Е_см\U_в. (2) или θ=arcos Е’-E_см\U_в. Таким образом i_к=SU_в(cos wt-cosθ), при u_б>=Е’. i_к=0, при u_б<Е’. (система) (3). Импульсы, описывающиеся системой уравнений 3 называются косинусоидальными импульсами. График построенный по уравнениям системы 3 показан на рисунке. Эти импульсы представляют собой верхнюю часть косинусоиды, которая ограничена снизу. Из формулы 1 при wt=0 находим амплитуду косинусоидальных импульсов I_км=SU_в(1-cosθ). Половину фазового угла, в течении которого протекает косинусоидальный импульс тока, называется углом отсечки косинусоидального импульса. Из 2 видно, что угол отсечки зависит от напряжения смещения, амплитуды напряжения возбуждения Uв, параметра транзистора Е’. При Е_см=Е’ из 2 получаем что θ=90град. Е_см>E’, то cosθ<0 и θ>90град. Если Е_см<Е’, то cosθ>0 и θ<90град. В зависимости от угла θ различают следующие классы усиления: 1) А, имеет место при θ=180 град, транзистор работает без отсечки коллекторного тока. Коллекторный ток протекает в течении всего периода возбуждения, 2) В. Имеет место при θ=90 град, коллекторный ток протекает в течении половины периода напряжения возбуждения, 3) АВ. Имеет место при θ>90 град, но менее 180, 4)С. При θ<90’, Е_см<Е’.

Разложение косинусоидальных импульсов на гармоники.

Из предыдущих графиков видно, что ток коллектора i_к является периодической, чётной функцией времени. Это позволяет данную функцию разложить на ряд Фурье, содержащий только косинусоидальные члены и постоянную составляющую. i_к=I_к0+I_к1сos wt + I_к2 cos 2 wt + I_кn cos nwt. (4). I_к0-постоянная составляющая косинусоидальных импульсов коллекторного тока. i_к1=I_к1 cos wt (5) - 1 гармоника косинусоидальных импульсов коллекторного тока. Iк1-амплитуда первой части коллекторного тока, w=w₁-угловая частота 1 гармоники, равная частоте напряжения возбуждения. Из 5 видно, что 1 гармоника коллекторного тока совпадает по фазе с напряжением возбуждения. i_кn=I_кn cos nwt – n-ная гармоника коллекторного тока. Iкn-амплитуда n-ной гармоники тока i_к. w_n=nw-угловая частота n-ной гармоники, а следовательно частота n-ной гармоники в n раз больше частоты напряжения возбуждения, где n-номер гармоники.

Коэффициенты разложения косинусоидальных импульсов (γ).

Отношение тока Iк0 к произведению SUв называют коэффициентом разложения косинусоидальных импульсов γ₀=I_к0\SU_в. Отношение амплитуды 1 гармоники Iк1 к произведению SU_в называется 1 коэффициентом разложения γ₁=I_к1\SU_в, аналогично γ_2,3,n. Ранее для коэффициента γ₀ имели формулу γ₀=1\π (sinθ-θcosθ) (6). γ1=1\π (θ - sinθ cosθ) (7). γ₂=2sin³θ\3π (8). γ₃=γ₂ cosθ (9). Из формул видно, что коэффициенты разложения γ зависят только от угла отсечки θ косинусоидальных импульсов.

Коэффициенты разложения α.

α3	α2	α1	α0	θ,град
0,185	0,241	0,218	0,147	40
0,138	0,276	0,391	0,218	60
0,091	0,267	0,436	0,253	70
0,043	0,245	0,472	0,286	80
0	0,212	0,5	0,319	90

О тношение тока I_к0 к амплитуде косинусоидальных импульсов называют коэффициентом постоянной составляющей косинусоидальных импульсов. α₀=I_к0\I_км. Отношение амплитуды 1 гармоники косинусоидальных импульсов к амплитуде этих импульсов называется коэффициентом 1 гармоники косинусоидальных импульсов. α₁=I_к1\I_км, аналогично α_2,3,n – коэффициенты 2,3 и n-ной гармоник косинусоидальных импульсов. Ранее для амплитуды косинусоидальных импульсов: I_км=SU_в(1-cosθ), т.к. γ₀=I_к0\SU_в, то I_к0=γ₀SU_в. α₀=γ₀SU_в\SU_в (1-cos θ)=γ₀\1-cosθ (10). α_n=γ_n\1-cosθ. С учётом формул 6,7,8,9 получаем α₀=sinθ-θcosθ\π(1-cosθ) (11). α₁=θ-sinθcosθ\π(1-cosθ) (12), α₂=2sin³θ\3π(1-cosθ) (13), α₃=2sin³θcosθ\3π(1-cosθ) (14). По формулам 11,12,13,14 и для разных θ, значения α сведены в таблицу Берга. По данным этой таблицы построен график. Сверху вниз α₁, α₀, α₂, α₃. I_к1=α₁I_км, и т.д. Коэффициенты α имеют максимальные значения при θ_n=120\n, а именно α₁-при θ=120, α₂ при θ=60, α₃ при θ=40. Из графиков α₃=0 при θ=90, следует что у косинусоидальных импульсов с углом отсечки θ=90 отсутствует 3 гармоника (отсутствуют все последующие нечётные гармоники). Из графика видно, что с увеличением n, коэффициент αn уменьшается. Уменьшение амплитуды гармоник с увеличением их номера. При n>=4 амплитуды гармоник сигнала становятся, столь малы, что использовать их не выгодно.

Принцип действия УМВЧ.

Н а вход УМВЧ поступает гармоническое напряжение возбуждения u_в=U_вcos wt (1). Напряжение на базе транзистора изменяется по закону u_б=u_в-E_см=U_в coswt-Е_см. (2). При u_б>E’, транзистор открыт и через него протекает косинусоидальный импульс коллекторного тока i_к=SU_в(coswt-cosθ) (3). При u_б<E’, транзистор закрыт и коллекторный ток равен 0. Импульсы коллекторного тока имеют частоту, равную частоте напряжения возбуждения. Импульсы коллекторного тока состоят из постоянной состовляющей и гармоник т.е. i_к=I_к0+i_к1+i_к2+i_к3. Постоянная составляющая коллекторного тока Iк0 протекает под действием Ек и замыкается по цепи: +Ек-L-КЭVT1-корпус—Ек. Для этого случая сопротивление L постоянному току примерно равно 0, поэтому этот ток падения напряжения на КК не создаёт. В УМВЧ КК LC всегда настраивают на частоту напряжения возбуждения. Из-за этого высшая гармоника коллекторного тока i_к2, i_к3… замыкается по цепи: КЭVT1-L-Cф-C-КVT1. Для этих токов сопротивления конденсаторов С и Сф примерно равны 0. Поэтому высшие гармоники коллекторного тока падения напряжения не вызовут. iк1 протекает по цепи: КЭVT1-корпус-Сф-С||L-КVT1. Для тока iк1 сопротивление LC чисто активное, максимальное и равно Rое=ρQ. Поэтому ток i_к1 создаёт на КК падение напряжения uкк=i_к1Rое=I_к1Rое cos wt=Uк cos wt, где Uк=I_к1Roе, амплитуда напряжения на КК, равная амплитуде напряжения на коллекторе транзистора. Из схемы по 2 закону Кирхгоффа находим напряжение на коллекторе транзистора. u_к=Е_к-u_кк=E_к-U_кcos wt (4). Напряжение на коллекторе имеет постоянную составляющую, равную Е_к и переменную состалвляющую u_к=-U_к cos wt. Конденсатор С_ф не пропускает на выход схемы постоянную составляющую. Через него поступает на выход схемы только переменная составляющая коллекторного напряжения, поэтому u_вых=u_к=-U_к cos wt. (5). Временные диаграммы построены по формулам 1-5. Из них видно, что ток коллектора протекает на интервалах времени, когда напряжение на коллекторе транзистора минимально. Это уменьшает нагрев транзистора и повышает КПД усилителя.

Назначение элементов схемы.

VT1-усилительный элемент схемы, преобразует мощность постоянного тока I_к0 в мощность тока 1 гармоники. КК LC-нагрузка в коллекторной цепи транзистора, конденсатор С_ф – конденсатор фильтра, создаёт путь для протекания гармоник коллекторного тока от КК к эммитеру транзистора. Токи гармоник i_{к1, к2, к3} протекают через конденсатор С_ф и не протекают через Е_к, таким образом конденсатор С_ф блокирует источник питания Е_к от высших гармоник. Максимальное напряжение на коллекторе uкmax=Е_к+U_к всегда должно быть uкmax<=U_кдоп. В противном случае будет пробой коллекторного перехода транзистора. Отношение амплитуды переменного напряжения на коллекторе транзистора, к напряжению источника коллекторного питания называется напряжением питания. ξ=U_к\E_к=0,8…0,9.

Напряжённость режима работы УМВЧ.

1 . Построение выходной динамической характеристики. Динамической характеристикой называется кривая, по которой двигается рабочая точка транзистора в течении периода напряжения возбуждения. Аппроксимированная динамическая характеристика. Строят её следующим образом. Находят напряжение E_к’=Е_к-U_к cosθ. На оси абсцисс находят точку В, для которой u_к=Е_к’. Высший ток I_к’=E_к’\γ₁R_ое. На оси ординат находят точку F, для которой i_к=I_к’. Точки соединяют прямой (FB). Эта прямая пересекает ЛКР в точке А. Находят минимальное напряжение на коллекторе u_кmin=Е_к-U_к. Находят u_кmax=Е_к+U_к. На оси абцисс получают точку С, для которой u_к=u_кmax. На прямой ОА или АВ (рис 1, 2) u_к=u_кmin. Если точка D лежит на ЛКР, то ломаная линия DABC является динамической характеристикой для 1 случая. Если точка D лежит на прямой AB, то ломаная линия DBC – динамическая характеристика. (рис.2).

Критический режим работы УМВЧ.

Э тот режим также называется граничным режимом работы УМВЧ. Режим работы УМВЧ, при котором динамическая характеристика УМВЧ имеет 1 общую точку с ЛКР, называется критическим режимом работы УМВЧ. В этом режиме D совпадает с А. Координаты А: i_к=I_ккр; u_к=u_ккр. Амплитуда напряжения на коллекторе транзистора в критическом режиме u_ккр=Ек-u_ккр. Будем считать, что Есм=Е’, тогда θ=90 град, cosθ=0 и Ек’=Ек, тогда ломаная линия АВО является динамической характеристикой для критического режима. Из построений видно, что импульсы коллекторного тока имеют вид косинусоидальных импульсов. Амплитуда импульсов коллекторного тока I_ккр=S_крu_кmin=Sкр(Ек-U_ккр)=SкрЕк(1-U_ккр\Ек)=SкрЕк(1-ξкр)=U_ккр\Ек – коэффициент использования напряжения питания в критическом режиме. Т.о. ξкр=1-I_ккр\SкрЕк (2). Т.о. ξ=ξкр, то УМВЧ работает в критическом режиме. Это и есть условие образование критического режима. Из 2 видно, что для увеличения ξкр, надо увеличить Ек и выбрать транзистор с большой крутизной ЛКР. Такие транзисторы называется генераторными. Обычно Ек<=uкдоп\2, т.о. для УМВЧ надо выбирать транзистор с большим значением Sкр.

Недонапряжённый режим работы УМВЧ.

Р ежим работы УМВЧ, при котором динамическая характеристика не доходит до ЛКР (прямая ОА), называют недонапряжённым. По прежнему считаем, что Есм=Е’, тогда ломаная DBC является динамической характеристикой для этого режима. Из построений, выполненных по правилам инженерной графики, импульсы коллекторного тока имеют косинусоидальную форму. Из графиков видно, что Uк<U_ккр, значит ξ<ξкр, т.о. УМВЧ работает в недонапряжённом режиме. Iкм=SUв(1-cosθ)-амплитуда токов в этом режиме.

Перенапряжённый режим работы УМВЧ.

Р ежим работы УМВЧ, при котором частью динамической характеристики является часть ЛКР, называют перенапряжённым режимом работы УМВЧ. По прежнему Есм>Е’, тогда ломаная DABC является динамической характеристикой. Из построений видно, что импульсы коллекторного тока имеют провал на вершине. Такой импульс описывается 3 характеристиками: Амплитудой Iкм, нижним углом отсечки θ и верхним углом отсечки θ₁. Из графиков: Uк>Uккр, значит ξ>ξкр, то УМВЧ работает в перенапряжённом режиме. Т.к. ЛКР имеет большую крутизну, то ОА идёт почти вертикально, то из-за этого, как видно из графиков Uк=Ек, ξ=1. Из трёх режимов работы УМВЧ, критический режим лежит на границе между недонапряжённым и перенапряжённым режимом работы УМВЧ. Поэтому его часто называют граничным. О напряжённости режима судят по ξ. В учебниках по РПУ дают еще d-коэффициент разложения для косинусоидальных импульсов с провалом на вершине.

Соотношения УМВЧ.

1 ) Баланс мощностей в коллекторной цепи. Ток Iко отбирает от источника Ек мощность P_o=I_ко-Е_к. Первая гармоника коллекторного тока выделяет в КК мощность P₁=0,5I_к1Uк=0,5I_к1²Rое=0,5Uк²\Rое. Эту мощность называют колебательной. По закону сохранения энергии записываем уравнение баланса мощностей для коллекторной цепи. Ро=Р₁+Рк. Рк-мощность, выделяемая на коллекторе транзистора. Эта мощность нагревает транзистор и является вредной. Отношение колебательной мощности к мощности, потребляемой от Ек называется КПД коллекторной цепи или электронным КПД усилителя мощности. η=Р₁\Р_о 100%. Из уравнения баланса мощностей находим Рк=Ро-Р₁=Р₁(Р_о\Р₁-1)=Р(1\Р₁\Р_о-1)=Р₁(1\η-1). Отсюда видно, что при Р₁=const с увеличением КПД, мощность Р_к уменьшается и уменьшается нагрев транзистора. Таким образом КПД выгодно увеличивать. Р_к<=Р_кдоп. Т.К. Р_о=Р₁\η, то при Р1=const с увеличением КПД, уменьшиться мощность потребляемая от Ек и уменьшиться энергия потребляемая УМВЧ. w=Р_оt, где t-время работы усилителя. С уменьшением w, усилитель становиться более экономичным.

2 ) Баланс мощностей в базовой цепи транзистора. Под действием u_б=Есм+U_вcoswt. Когда uб<E’, то транзистор закрыт и ток базы равен 0. А при uб>=E’, транзистор открыт и в базу втекает косинусоидальный импульс тока. Далее процессы повторяются в базе транзистора. В результате ток базы имеет форму косинусоидальных импульсов. Частота их равна частоте напряжения возбуждения. Импульсы тока базы имеют в своём составе постоянную составляющую и гармоники i_б=I_б0+i_б1+I_б2+… Мощность, потребляемая от источника возбуждение Pв=0,5UвI_б1, I_б1-амплитуда 1 гармоники импульсов тока базы. Ток I_б0 протекает в направлении совпадающим с Есм. Источник Есм отдаёт в базовую цепь мощность: P₀=Есм I_б0. Если I_б0 направлен навстречу Есм, то ток I_б0 отдаёт источнику смещения мощность P_см=-E_смI_б0. По закону сохранения энергии записано уравнение баланса мощностей для базовой цепи Pв+Рсм=Рб, где Рб -мощность выделяемая в базе транзистора и нагревает его. Рсм<<Рв, Рв=Рб. Мощность, рассеиваемая транзистором Ртр=Рк+Рб. Ртр<<Р_трдоп. КПД усилителя: η_ус=Р₁\Р_в+Р₀, Р_в<<Р₀, η_ус<<η. КПД усилителя практически равен КПД коллекторной цепи. Отношение мощностей к мощности возбуждения называют коэффициентом усиления мощности. Чем он больше, тем лучше усилитель. Левая крайняя точка динамической характеристики лежит на ЛКР. Координаты этой точки: i_к=I_км. u_к=Е_к-U_ккр – система. u_к=Е_к(1-U_ккр\Е_к)=Е_к(1-ξ_кр), где ξ_кр=U_ккр\Е_к. ξ_кр-коэффициент питания Ек в критическом режиме. Уравнение критического участка i_к=S_крu_к. Координаты точки А I_км=S_крЕк(1-ξкр). Находим амплитуду 1 гармоники коллекторного тока I_к1=α₁I_км=αS_крЕ_к(1-ξ_кр). Р₁=0,5I_к1U_кр=0,5I_к1U_ккрЕ_к\Е_к=0,5 I_к1ξ_крЕ_к=0,5αS_крЕ_к²ξ_кр (1-ξ _кр) 2Р₁\αS_крЕ_к²=0. Получили квадратичное уравнение и найдём его корень. ξ кр=0,5√0,25-2_Р1\α₁S_крЕк² (1). Отбросив корень, т.к. он даёт малое значение ξ кр. Из 1 видно, что чем больше Sкр, тем больше Ек, тем больше ξ кр. ξ_кр=0,7…0,9.

Выбор угла отсечки в УМВЧ.

Р анее для КПД коллекторной цепи: η=Р₁\Р₀=0,5I_к1U_к\I_к0Е_к=0,5I_к1ξ\I_к0=0,5α₁I_км\α₀I_км=0,5g₁ξ, где g=α₁\α₀-коэффициент формы косинусоидальных импульсов по 1 гармонике. g₂=α₂\α₀ по 2 гармонике. Т.к. α₁ и α₀ зависят только от угла θ, то и коэффициент g1 также зависит только от этого угла. График g1, построенный по данным таблицы Берга показан на рисунке. С уменьшением угла отсечки, коэффициент g1 увеличивается, следовательно КПД η=0,5g₁ξ, станет увеличиваться. КПД выгодно уменьшить. УМВЧ выбирают угол отсечки от 70 до 90 град. При θ меньше 70град, уменьшится α1, уменьшиться амплитуда 1 гармоники коллекторного тока. I_к1=α₁I_км и падает колебательная мощность Р=0,5I_к1U_к. Таким образом с точки зрения колебательной мощности, не выгодно выбирать θ менее 70 град. Если выбрать его менее 70 град, то увеличится Есм и Uв. Максимум колебательной мощности получиться при θ=120град. т.к. при таком угле, α_1макс и Р_кол максимальны. При угле θ от 120 до 90 град, коэффициент α₁ уменьшится не значительно. КПД возрастает мгновенно.

Нагрузочные характеристики УМВЧ.

Г рафики зависимостей Р_о, Р₁, η от R_ое, называется нагрузочной характеристикой УМВЧ. Их обычно строят экспериментально. Их примерный вид показан на рисунке. Поясняют ход графика Р1. В недонапряжённом режиме I_км=SU_в(1-cosθ)=const. I_к1=α₁I_км=const. P₁=0,5I_к1R_ое. С увеличением R_ое, мощность Р₁ увеличивается. В перенапряжённом режиме U_к=Е_к=const. Р₁=0,5U_к²\R_ое. В этом режиме мощность Р₁ падает. Очевидно, что на границе между 2 режимами, т.е. в критическом режиме, получается максимальная Р₁. Критический режим из-за максимального Р₁ называют рабочим режимом УМВЧ. Коэффициент усиления мощности имеет максимальное значение в критическом режиме. Из характеристик видно, что максимальный КПД в слегка перенапряжённом режиме. Поэтому в тех случаях, когда требуется обеспечить максимальный КПД, либо требуется обеспечить постоянство амплитуды Uк, то применяют слегка перенапряжённый режим. Из характеристик видно, что в недонапряжённом режиме Р1 и КПД малы, а Р_о велика. Из-за этого на коллекторе возникает большая мощность, что способствует сильному нагреву транзистора. Из-за сильного перегрева, малых КПД и Р₁, этот режим работы в УМВЧ не применяется. Таким образом это самый невыгодный режим работу УМВЧ. η=60…70%.

УМВЧ на инерционном транзисторе

Д о сих пор рассматривалась теория УМВЧ на без инерционном транзисторе. Транзистор считают инерционным, если f<=f_s\4, где f-рабочая частота УМВЧ, равная частоте напряжения возбуждения и равная резонансной частоте КК УМВЧ. f=f₀, f_s – частота среза транзистора по крутизне. Граничная частота транзистора по крутизне f_s=f_т\sr_б’ – S - НЧ крутизна транзистора. Если условие 1 выполняется, то транзистор считают инерционным. В УМВЧ инерционность транзистора проявляется в том, что искажается форма косинусоидальных импульсов тока (импульсы становятся не симметричны, передняя часть импульса становится более мелкой, а задняя крутой), уменьшение амплитуды импульсов Iкм начинает запаздывать относительно максимума напряжения на базе транзистора (на время tзап). Инерционность транзистора характеризуют постоянной времени транзистора по крутизне τ_s=1\2πf_s. Чем больше τ, тем больше время запаздывания и тем меньше амплитуда импульса Iкм. Запаздывающие импульсы коллекторного тока приводят к тому, что 1 гармоника iк1 начинает запаздывать относительно uв на фазовый угол φ_s1=2πt_зап\T=wt_зап. Обычно реальный импульс коллекторного тока аппроксимируют косинусоидальным импульсом с амплитудой I_км и с углом отсечки θ_вч. Такая аппроксимация тока коллектора позволяет правильно определить импульсы 1,2,3 гармоник Iк. I_к1=αI_км, где α₁-θ_вч и из таблицы Берга берут. I_км=|S|U_в(1-cosθ_вч). |S|=S\√1+(Wτ_s)². НЧ угол отсечки θ находят из графиков построенных на рисунке. Отношение амплитуды 1 гармоники коллекторного тока к амплитуде напряжения возбуждения называют модулем крутизны 1 гармоники коллекторного тока. |S1|=I_к1\U_в. γ₁=γ₁(θ_вч). Комплексная амплитуда 1 гармоники крутизны: S₁=|S₁|e^-jφs1=Iк₁(.)\Uв(.). В УМВЧ на инерционном транзисторе применяют Есм=0. При этом угол отсечки θ_вч близится к 90 град. Чего и требуется для УМВЧ.

Схемотехника УМВЧ

Последовательная схема питания коллекторной цепи

Ц епь протекания тока I_к0: +Е_к-L_др-L-КЭVT1-корпус--Е_к. В схеме присутствует фильтр. С_ф1 и L_др не пропускают токи гармоники Е_к. Параметры этого фильтра из условий: 1\wC_р1<<R_ое. w-угловая частота напряжения возбуждения. w=w₀. wL_др>>1\wC_ф1. С_ф2=С_ф1. Достоинства: L_др не шунтирует КК. Недостатки: Может быть только в диапазонном РПД, т.к. не позволяет заменить ротор переменного конденсатора С, с помощью которого необходимо настраивать КК. Эту схему нельзя применять в тех случаях, когда через нагрузку коллекторной цепи нельзя пропустить ток I_к0.

Параллельная схема питания коллекторной цепи

Н апряжение питания на коллектор транзистора подаётся через L_др. I_к0-постоянная составляющая коллекторного тока протекает под действием ЭДС источника Е_к и замыкается по цепи +Е_к-L_др-КЭVT-корпус--Е_к. Этот ток на дросселе падения напряжения не создаёт и поэтому U_к0=Е_к. Фильтр НЧ L_фC_ф блокирует Е_к от гармоник коллекторного тока транзистора, т.е. этот фильтр не пропускает токи гармоник в Е_к. С_р не пропускает на выход схемы постоянное напряжение с коллектора транзистора. LC-К нагрузка в К цепи транзистора. Параметры элементов выбирают из следующих условий: 1\wC_р1<<R_ое. 1\wC_р=R_ое\100=С_р=100\wR_ое. L_др2>=10L. 1\wC_р<<wL_др. Достоинства: В данном РПД можно заземлить ротор конденсатора С. Эту схему можно применять при любой коллекторной нагрузке (например КК 3 вида). Недостатки: Дроссель включён параллельно КК, и шунтирует его. Это вызывает необходимость применять высококачественный дроссель со стабильными параметрами Lдр, C_др, и высокой Q.

Схемы питания входных цепей УМВЧ

Схема последовательного питания входной цепи УМВЧ

L C-КК предыдущего каскада. Резонансный ток КК LC наводит на катушке связи напряжение, которое является напряжением возбуждения транзистора. Оно u_в через С_бл подводится к участку БЭVT и вызывает импульсы базового тока. Iк0, т.е. постоянная составляющая базы протекает по цепи: БЭVT1-Е_см-L_св-БVT. Т.к. этот ток I_б0 падения на L_св не создаёт, то напряжение на базе транзистора U_б0=-Е_см. Гармоники базового тока замыкаются по цепи: БЭVT1-C_бл-L_св-БVT1, С_бл блокирует Е_см от токов ВЧ. Параметры элементов такой входной цепи выбирают из следующих условий: 1\wC_бл<<wL_св, wL_св<<r_вх, где r_вх=1\γ₁S_б, γ₁-1 коэффициент разложения косинусоидальных импульсов, S_б-крутизна базового тока транзистора, r_вх - входное сопротивление транзистора. Достоинства: Отсутствие дросселя в выходной цепи. Необходимо ставить трансформатор. Применяется данная схема при индуктивной связью с коллекторной цепью предыдущего каскада.

Параллельная схема питания входной цепи УМВЧ

Н апряжение возбуждения через Ср подводится к участку БЭVT1 и вызывает импульсы базового тока. I_б0 по цепи: БЭVT1-Е_см-L_др-БVT. Ток I_б0 падения напряжения на дросселе не создаёт, поэтому постоянное напряжение между базой и эммитером транзистора U_б0=-Е_см. Гармоники базового тока: БЭVT-корпус-источник напряжения возбуждения-С_р-БVT1. L_др создаёт путь для протекания тока Iб0. Он устраняет КЗ напряжения возбуждения. Фильтр С_бл, L_др блокирует Е_см от токов ВЧ. Параметры элементов входной цепи выбирают из следующих условий: 1\wC_р<<r_вх, wL_др>>r_вх, 1\wC_бл<<wL_др. Достоинства: может применятся при любых видах связи с коллекторной цепью предыдущего каскада. Недостатки: наличие дросселя в выходной цепи, который может явятся причиной неработоспособности схемы.

Способы получения и подачи Есм

Смещение необходимо для получения требуемого угла отсечки θ. В УМВЧ может быть применено: 1)фиксационное смещение от Есм, 2) автоматическое смещение, 3)комбинированное смещение.

Фиксационное смещение

З апирающее напряжение смещения получают от дополнительного источника Е_см. Отпирающее базовое напряжение смещения получают от Е_к с помощью базового делителя. От Е_к через R1и R2 протекает ток, + которого через L_др подаётся на базу. I_дел(5…10)Iб0, R2=Е_см\I_дел, R_с=Е_к-Е_см\I_дел+I_б0. Не требуется дополнительный источник Е_см. У резисторов R1 и R2 выделяется дополнительная мощность, которая уменьшает КПД усилителя. Данная схема применяется в маломощных каскадах РПД.

Базовое автосмещение

П остоянная составляющая тока базы I_б0 протекает через резистор R_б и создаёт на нём падение напряжение Е_см. До этого напряжения заряжен С_бл с полярностью на схеме. Постоянное напряжение на этом конденсаторе является запирающим Е_см для транзистора. Параметры элементов базового автосмещения выбирают из условий: R_б=E_см\I_б0, 1\wC_бл<<R_б. Достоинства: Не требуется дополнительный источник Е_см. Недостатки: Не позволяет получить отпирающее напряжение смещения. Применяется в мощных схемах.

Эммитерное автосмещение

П остоянная составляющая эммитерного тока I_э0 протекая через Rэ, создаёт на нём падение напряжения Е_см. До этого напряжения заряжен С_бл с полярностью на схеме. Напряжение на нём и является запирающим напряжением для транзистора. Значения R_э и С_бл выбирают из условии: R_э=Е_см\I_э0, 1\wC_бл<<R_э. Достоинства: Не требуется Е_см, обеспечивает температурную стабилизацию тока I_к0. Недостатки: В резисторе R_э выделяется мощность значительно большая чем в предыдущей схеме, из-за этого КПД схемы меньше. Поэтому эммитерное автосмещение не применяется. Используется только в маломощных схемах.

Комбинированное смещение

В данной схеме действует отпирающее напряжение смещение от Е_к и запирающее напряжение смещения, которое получают с помощью R_э, С_бл. U_б0=Е_см=Е_см1-Е_см2. Достоинство схемы: высокая температурная стабильность тока I_к0, Недостатки: КПД меньше, чем в предыдущих схемах.

Комбинированное автосмещение

В данной схеме базовое автосмещение и эммитерное автосмещение. U_б0=Е_см-Е_см1-Е_см2. В данной схеме R_э немного меньше, чем при эммитерном автосмещении, поэтому данную схему применяют в каскадых РПД. Достоинства: обеспечивает стабильность тока I_к0, Мощность выделяемая в Rэ меньше и КПД больше. Недостатки: КПД не очень высокое.

Цепи межкаскадных связей в РПД

Должны обеспечивать: 1)Преобразование входного сопротивления следующего каскада или входного сопротивления антенны в сопротивление коллекторной нагрузки предыдущего каскада. Функция преобразования сопротивлений 1 из важнейших функций цепе связи. Таким образом цепь связи обеспечивает согласование сопротивление, 2)Фильтрация выходных гармоник, 3) удобно настраивать УМВЧ, 4)как можно больший КПД, 5)предварительное усиление модулированных колебаний, 6)Обеспечивать требуемую ПП УМВЧ. КПД ЦС 0,6-0,8, а КПД цепи связи выходного каскада с антенной 0,8-0,9. Рассмотрим простейшие цепи связи.

Цепь связи с емкостным делителем

П еременное напряжение с коллектора первого транзистора через С_св поступает на базу второго транзистора и следовательно является напряжением возбуждения для второго транзистора. Эквивалентная схема ЦС показана на сх.2. С_вх – входная ёмкость второго транзистора, rвх – входное сопротивление. rвх=1\γS_б, из сх.2 видно, что С_св и С образуют емкостной делитель. Напряжение на конденсаторе С и является напряжением возбуждения второго транзистора. Отсюда и название. 1\wC<=r_вх\3. Если 1\wC<=r_вх\3, то С1 не ставят. Преобразуя, получаем эквивалентную схему 3. R_н=r_вх(1+С\С_св)2. Для условия 1. Амплитуда напряжения возбуждения U_в=U_к\1+С\С_св. Резонансное сопротивление коллекторной нагрузки предыдущего транзистора. R_ое=R_оесоб R_н\ R_{ое xx}+R_н. Где R_оесоб-1\g₀ – собственное резонансное сопротивление КК. Емкость С_св выбирают такой, чтобы было условие: R_ое=R_{ое опт}. С помощью данной ЦС обеспечивается согласование R_вх. Работает в критическом режиме и даёт в коллекторную нагрузку максимальную коллекторную мощность. С_св<<С_р.

Коэффициент фильтрации

С пособность ЦС ослаблять высшие гармоники охарактеризует коэффициент фильтрации высших гармоник. Под коэффициентом фильтрации понимают: Ф_n=(I_кn\I_к1\I_нn\I_н1). Где I_к1-амплитуда 1 гармоники коллекторного тока VT1, I_кn-амплитуда nной гармоники коллекторного тока VT1. I_н1-амплитуда 1 гармоники тока. Заменив VT1 эквивалентным генератором тока I и nной гармоник и нагрузку от следующего каскада её эквивалентом, получим схему 1. Из которого: Ф_n=Qn²-1\n, Q как можно больше. Достоинства: VT2, простота регулировки и Uв. Недостатки: Плохая фильтрация высших гармоник. Применяется в электронно ламповых РПД, т.к. легко выполнить условие 1. I_к2\I_к1=0,5. Ф_n= Qn²-1\n=15, n=2.

Межкаскадная цепь с автотрансформаторной связью

Т ок КК протекая через L, создаёт на нижней части катушки L падение напряжения, которое через С_р и С_ф1 подводится к участку БЭVT2 и следовательно является напряжением возбуждения для VT. Пересчитав цепь нагрузки на полное включение КК получаем сх.2. R_н=r_вхVT2\Р², Сн = _СвхVT2Р², U_в=РU_к, где U_к амплитуда напряжения на коллекторе первого транзистора. Р - коэффициент включения цепи нагрузки в КК. Р=W_н4\W, R_ое=R_опт. Достоинства: её простота. Недостатки: плохая фильтрация высших гармоник.

Межкаскадная цепь с трансформаторной связью

Резонансный ток КК, протекая через L, наводит в L_св напряжение, которое через С_бл подводиться к БЭVT2, а следовательно является напряжением возбуждения, для этого транзистора. Катушки L и L_св образуют трансформатор, связь поэтому называют трансформаторной или индуктивной. Достоинства: удобно регулировать R_ое и U_в. Эту регулировку осуществляют изменением расстояния между катушками L и L_св. Либо путём поворота одной катушки относительно другой. Схема пригодна для возбуждения следующего каскада с симметричным входом. Недостатки: плохая фильтрация высших гармоник. Ф_n=Q(n²-1)\n 2)Наличие в схеме трансформатора.

Межкаскадная цепь с П-фильтром

С 1, С2-образуют П фильтр или КК 3его вида. Резонансный ток этого КК, протекая через С2, создаёт на нём падение напряжения, которое подводиться к БЭVT2 и является напряжением возбуждения для VT2. Это напряжение возбуждения гармоничной формы. Достоинства: хорошая фильтрация высших гармоник. Из всех прошлых цепей, эта цель обеспечивает наилучшую фильтрацию высших гармоник Ф_n=Q(n²-1)n. Эта ЦС широко применяется в РПД на биполярных транзисторах. Недостатки: сложность настройки и регулировки схемы 1\wC2<=r_вх\3.

Цепь межкаскадной связи с Т фильтром

Т фильтр образуется элементами С1, С2, L1. Конденсатор С2, катушка L1, С_вх и r_вхVT2 образуют КК который настраивают на частоту первой гармоники. Резонансный ток этого КК замыкается по цепи: в + полупериод: Катушка L-БЭVT2-корпус-С2-L1. В – полупериод: катушка L1-C2-корпус-С_вхvt2-L1 (эммитерный переход закрыт). Если сопротивление ёмкости С2 велико, то параллельно участку БЭVT2. В данной схеме VT2 возбуждается гармоническим током. ВЧ напряжение либо на базе, либо на участке БЭVT. Достоинства: Эта цепь связи пригодна для возбуждения мощных биполярных транзисторов. Т.к. их малое входное сопротивление (1-5 Ом) заметно не снижает Q КК. Инерционность транзистора не влияет на работу схемы. Недостатки: сложность настройки, низкий коэффициент фильтрации Ф_n=Q(n²-1).

Промежуточные каскады РПД

К ним относят каскады между ЗГ и выходным каскадом. К ним относятся: буферный каскад, каскад умножителя частоты, усилителя мощности ВЧ и СВЧ. Буферный каскад должен иметь большое входное сопротивление, и не мешать работе ЗГ. А именно не должен отбирать от ЗГ более 5 % его коллекторной мощности. В качестве БК используют эммитерные или истоковые повторители, либо каскад умножения, либо усилителя мощности с маленькой ёмкостью конденсатора связи на входе. Из за малой ёмкости С_вх, r_вх велико.

Умножители частоты

Это каскад РПД в котором происходит увеличение частоты колебаний в целое число n раз, n=2,3,4,5 и т.д. n-коэффициент умножения частоты. Если 2-удвоитель, 3- утроитель и т.д. Обычно УЧ n=2 или n=3, т.к. при n>3 сильно уменьшается амплитуда n-ной гармоники коллекторного тока. Из-за этого сильно уменьшается коллекторная мощность, и следовательно его применение не целесообразно. В удвоителях частоты угол отсечки равен 60 град. При таком угле отсечки, амплитуда 2 гармоники максимальна и УЧ вырабатывает максимальную колебательную мощность. Под колебательной мощностью понимают мощность 2 гармоники коллекторного тока. Для утроителя частоты выбираю угол отсечки равный 40 град. При таком угле отсечки амплитуда 3 гармоники коллекторного тока максимальна и максимальна мощность утроителя частоты. Для получения угла отсечки равного 60 или 40 град, на базу транзистора подаётся запирающее напряжение смещения. Используют цепь автосмещения.

Умножитель частоты на транзисторе, включённом по схеме с общим Эммитером

Н апряжение гармонической формы через разделительный конденсатор Ср1 подводиться к БЭVT1 и вызывает импульсы коллекторного тока. Эти импульсы имеют постоянную составляющую и гармоники. П-фильтр образован элементами C3, L3, C4. Настроен на частоту 3 гармоники коллекторного тока. П-фильтра – нагрузка транзистора. Режекторный фильтр L1C1 настроен на частоту 1 гармоники коллекторного тока. 2 режекторный фильтр настроен на частоту 2 гармоники коллекторного тока. При такой настройки КК цепи, протекает 1 гармоника коллекторного тока: КЭVT-корпус-C1-L1-КVT1. Для этого тока i_к1 сопротивление последовательного КК L1C1 мало, и первая гармоника коллекторного тока падения напряжения на L1C1 не создаёт и из-за этого напряжение с частотой f на коллекторе транзистора, а значит и на выходе схемы отсутствует. 2 гармоника коллекторного тока протекает по цепи: КЭVT1-корпус-C2L2-КVT. Для этого тока сопротивление последовательного КК L2C2 = 0. Из-за этого напряжение с частотой 2f на этом КК, на коллекторе транзистора и на выходе схемы отсутствует. 4й и последующие гармоники коллекторного тока протекаю по цепи: КЭVT-корпус-С3-Ср2-КVT. Так как сопротивление конденсатора Ср2 и С3 для токов высших гармоник практически равно 0, то токи этих гармоник, напряжение на коллекторе транзистора, а значит и на выходе схемы не будет. 3 гармоника коллекторного тока протекает по цепи: КЭVT1-корпус-С3||(С4, L3)-Ср-КVT1. 3 гармоника вызывает в П-контуре резонансный ток, который протекая через С3-L3-С4-корпус-С3 создаёт на С4 падение напряжения с частотой 3f, это падение напряжения на С3 – выходное напряжение схемы. Таким образом на выходе схемы – гармоническое напряжение, частота которого в 3 раза больше частоты входного напряжения, следовательно – это утроитель. Мощность 3 гармоники коллекторного тока Р₃=0,5I_к3U_к. I_к3-амплитуда 3 гармоники коллекторного тока. U_к - амплитуда напряжения на коллекторе VT. Р₃-колебательная мощность утроителя частоты. КПД утроителя η₃=Р₃\Р₀*100%. КПД утроителя мал и не превышает 15-20%.

Удвоитель частоты на транзисторе с общей базой.

С эRэ - эммитерное автосмещение. В данном СВЧ УЧ на транзистор с ОБ обеспечивается большая выходная мощность и коэффициент усиления по мощности больше, чем у транзистора с ОЭ, поэтому данная схема применяется на частотах входного напряжения 100МГц и больше. Цепь RэCбл – цепь эммитерного автосмещения обеспечивает угол отсечки 60град. В качестве режекторного фильтра имеют последовательный ККК L1C1, который настраивают на частоту 1 гармоники коллекторного тока. Конденсатор С2-L2-С3 – нагрузка коллекторной цепи транзистора. На частоту 2 гармоник коллекторного тока настраивают его. i_к1 вызывает в П-контуре резонансный ток, который протекая через С2-L2-С3-С2, создаёт на С3 падение напряжения гармонической формы с частотой 2f. Отсутствие гармоник коллекторного тока, напряжения на выходе схемы. На выходе только сигнал с частотой 2f, т.е. это удвоитель. Мощность 2 гармоники коллекторного тока: Р₂=0,5I_к1U_к, где I_к2-амплитуда 2 гармоники коллекторного тока. КПД η₂=Р₂\Р₀*100%. Он не превышает 30%. Т.к. I_к2>I_к3, то Р₀=Е_кI_к0. LдрСф-не пропускает гармоник коллекторного тока в Ек. Транзистор включён по схеме с ОБ, и его входное сопротивление мало (1…10 Ом), поэтому для связи с предыдущим каскадом необходимо использовать Т-фильтр и возбуждать VT1 гармоническим током.

Варакторные УЧ

М ощные п\п диоды, применяемые для умножения частоты колебаний называют варакторными. У варактора ёмкость "p-n" перехода очень сильно зависит от напряжения "p-n" перехода, эта зависимость не линейна. Варактор - нелинейный элемент, как известно из ТОЭ при синусоидальным токе через варактор напряжение на нём будет не синусоидальной формы, т.е. состоящий из гармоник. УЧ параллельного типа (сх.1) и последовательного (сх.2). В схеме 1 последовательный КК С1L1, настраивают на частоту входного напряжения, а последовательный КК L2С2 на частоту n-ной гармоники, т.е. nf, где f-частота входного напряжения. Под действием входного напряжения (гармонического) через С1L1 и VD1 протекает синусоидальный ток. Он создаёт на варакторе VD1 не синосоидальное падение напряжения не синусоидальной формы. В результате, напряжение на варикапе состоит из гармоник. n-ная гармоника напряжения варикапа вызывает резонансной ток во 2 КК, который протекает по цепи: VD1-R_н-L2-С2-VD1. Этот гармонический ток создаёт на Rн падение напряжения гармонической формы частоты nf. Т.к. частота выходного напряжения в n раз больше частоты входного, то данная схема увеличивает число колебаний в n раз. С помощью нелинейности ёмкости VD1 пренебрежение мощностью 1 гармоники входного тока. В сх.2 к варикапу подводится синусоидальное напряжение. Это напряжение подводиться к R_н и является выходным напряжение УЧ. Pвых=0,5U_выхI_н, P_вых=U_вых²\2R_н. В сх.1 от Е_п через L_др и R_см на диод подаётся запирающее U_см. Кроме того на R_см создаётся авто напряжение смещения от протекания постоянной составляющей тока диода, которая возникает из-за отсечки диода. В сх.2 от Е_п через R_см, L1 и L2 на диод подаётся запирающее напряжение смещения. На Rсм также образуется автоматическое напряжение смещения. Из-за постоянной составляющей тока диода, возникающей из-за кратковременного отпирания диода. Кратковременное открывание диода на очень малую долю периода входного напряжения, увеличивает выходную мощность сх1 и сх2. Обычно при малом сопротивлении нагрузки R_н (сх.1), и большом сопротивлении нагрузки (сх.2). Недостатки: в сх.2 нельзя заземлить ротор диода VD1. Т.к. диод практически всё время заперт, то потери в нём ВЧ малы, что обеспечивает высокий КПД УЧ. η=Р_вых\Р_возб*100%=0,6…0,7. При n>3 КПД резко уменьшится. Варакторные УЧ работают в СВЧ диапазоне от 10 до 25ГГц. Их выходная мощность от 0,1 до 30Вт. Представляют КК в виде отрезков микрополосковых линий, либо объёмных резонаторов.

Выходные каскады РПД

Выходной каскад РПД работает на антенну и является самым мощным каскадом РПД. Он должен отдавать в антенну максимальную колебательную мощность и иметь как можно больший КПД. Для обеспечения этих требований выходной каскад должен работать в критическом (оптимальном) режиме. Кроме того он должен обеспечивать требуемое подавление высшей гармоники коллекторного тока. В антенну могут попадать колебания и она будет излучать радиопомехи с частотами 2f, 3f, nf. Они нарушают работу РПМ. 2 гармоника с самой большой амплитудой, затем 3. Необходимо обеспечить подавление 2 и 3 гармоники. На выходе РПД ставят режекторные фильтры.

Простая схема выхода РПД

С 1 L1 C2 и входное сопротивление антенны образуют антенный КК, который настраивают на частоту 1 гармоники коллекторного тока. КК LC предыдущего каскада подключают к ЦС. L наводит на L_св напряжение возбуждения, которое вызывает импульсы коллекторного тока, состоящие из постоянной составляющей и тока гармоник. Постоянная составляющая Iк0 протекает по цепи: КЭVT1-L_др- -Е_к. Этот ток падения напряжения не создаёт и поэтому напряжение между К и Э транзистора равно напряжению питания. 1 гармоника коллекторного тока протекает по цепи: КЭVT1-одна часть тока протекает через С1 на корпус, а другая часть через L1C2, землю и на корпус. На антенне возбуждается резонансный ток. С1, L1, С2, земля, корпус, С1. Этот ток вызывает излучение антенной радиоволн. КЭVT-С1-корпус-КVTTT. 3 и 2 гармоника тока создаёт на конденсаторе С1 падение напряжения с небольшой амплитудой. Под действием этого падения напряжения будет протекать ток, который вызывает излучение антенной радиопомех с частотами 2f и 3f. КПД выше чем у сложной схемы. Ёмкость С2 антенного КК настраивают на частоту напряжения возбуждения. Добиваются критического режима работы транзистора. Эти операции повторяют несколько раз. Недостатки: Плохая фильтрация высших гармоник. Режим работы VT1 становится недонапряжённым. Мощность на коллекторе VT1 резко увеличивается, что приводит к перегреву транзистора и выходу его из строя. Из-за плохой фильтрации высших гармоник применяется только в маломощных схемах РПД.

Сложная схема выхода РПД

Н а выходе РПД ставят полосовой фильтр. С1, L1, С2, C3-образуют промежуточный КК. 2 звено которого образовано элементами: С3, L2, С4 и антенной wA. Связь между этими КК внутриемкостная с конденсатором С3. Промежуточный контур, изменением С2 и антенным КК и изменением С4 настраивают на частоту 1 гармоники коллекторного тока VT1. Остаточная связь между контурами устраняется с помощью С3. Изменением С1 добиваются критического режима работы VT1. Эти настройки и регулировки проводят многократно, до получения критического режима работы выходного каскада. Тогда в антенну будет поступать максимальная колебательная мощность. Достоинства: Лучшая фильтрация высших гармоник, чем в предыдущей схеме. Высшие гармоники подавляются промежуточными КК. Обрыв или отсоединение не опасно для VT1. При обрыве антенны из 2КК в 1 КК не вносится дополнительное сопротивление потерь. Сопротивление промежуточного КК увеличивается и режим работы станет перенапряжённым. Нагрев транзистора уменьшится. Недостатки: КПД ниже, чем у предыдущей схемы выхода. Сложность настройки. Из-за большого подавления высших гармоник полосовой фильтр может содержать 3 и более звеньев. Вывод коллектора на корпусе. Транзистор ставят на радиаторе, крепящегося к корпусу передатчика без изолятора. Это уменьшает конструктивно РПД.

Двухтактный выходной каскад

У Тр1 отвод от средней точки вторичной обмотки, а у Тр2 от средней точки первичной обмотки. Это необходимо для обеспечения симметрии плеч. Напряжение возбуждения гармонической формы наводит на 2 обмотке Тр1 2 напряжения возбуждения, которые имеют одинаковые амплитуды, но относительно корпуса сдвинуты по фазе на пол периода. Они вызывают импульсы коллекторного тока VT1 и VT2, максимумы которых сдвинуты на пол периода. 1 гармоника коллекторного тока транзисторов протекая по первичной обмотке Т1 и Т2 наводят на вторичной Т2 ЭДС. Вызывается излучение радиоволн. Коэффициент преобразования преобразуют входное сопротивление антенны. Оно преобразуется в отличное сопротивление от R_оеопт. Обеспечивается критический режим работы, и генерируется максимальная колебательная мощность. Цепь С1R1, С2R2 образуется цепь ООС, соответственно в 1 и 2 плече двухтактной схемы. Эта ООС уменьшает ассимитрию импульсов коллекторного тока транзисторов. При идеальной симметрии плеч, чётные гармоники на выходе отсутствуют. Это важное достоинство. При идеальной симметрии плеч токи первых гармоник не протекают через дроссель Lдр и ёмкость Ср. Это уменьшает индуктивность дросселя. Лучшая фильтрация высших гармоник - достоинство этой схемы. Выходная колебательная мощность в 2 раза больше колебательной мощности первого плеча. На СВЧ удовлетворительной симметрии достичь не удаётся. Она не применяется. Недостатки: необходимость симметрии плеч, коэффициент перекрытия диапазона K_дин=f_рmax\f_рmin=1,8…1,9. Это широкополосный выходной каскад. До 10 МГц применяют трансформатор с ферритовым сердечником. На частотах от 10 до 80МГц применяют трансформатор с длинной линией, также с ферритовым сердечником. Увеличение мощности РПД применяют 2 схемы.

Параллельное включение в плечах двухтактной схемы

и использование ФАР

Д ля ещё большего увеличения выходной мощности РПД, применяют параллельное включение выходных каскадов. ДМ-делитель мощности входного сигнала на n равных частей, в результате получают мощность возбуждения 1 каскада. n – число всех каскадов. Р=К_рР_в, К_р - коэффициент усиления по мощности выходного каскада. В результате получаем выходную мощность РПД Р_вых=n Р. Такая схема позволяет увеличить мощность РПД в n раз. Выходная мощность усилителя незначительна (при небольшом n). Надёжность РПД. За счёт большого увеличения применяют суммирующие мощности в пространстве с помощью ФАР (фазированная антенная решётка). В РПД с ФАР каждый выходной каскад работает на отдельный излучатель ФАР. Сигналы возбуждения с выхода делителя мощности поступают на выходные каскады через фазовращетель. Управление фазовым сдвигом ФВ осуществляется с помощью ЦВМ. Изменяя фазовый сдвиг фазовращателя осуществляется сканирование. Мощность сканирования в направлении максимальной диаграммы направленности. ФАР может иметь от 1000 до 20000 излучателей. Соответственно РПД имеет столько же ФВ, и выходных каскадов.

Автогенераторы

Это каскад электронной схемы, генерирующий колебания требуемой формы и частоты. В РПД и РПМ применяются АГ на гармониках колебаний. В РПМ они применяются в качестве гетеродина, а в РПД в качестве ЗГ. В РПД применяется АГ типа LC, такой АГ имеет резонансный усилитель и цепь ПОС. Резонансный усилитель и цепь ПОС образуют АГ.

Баланс фаз и амплитуд в АГ

Р ежим, в котором АГ генерирует колебания с постоянной амплитудой называют станционным режимом работа. АГ работает в таком режиме. Тогда из схемы для комплексных амплитуд напряжений имеем: U_вх=U_ос, U_вых=КU_вх, U_ос=К_осU_вых, K=к (не копл)e^dφ, все величины комплексные. K(.)-полный коэффициент усиления резонансного усилителя, φ_ус-фазовый сдвиг усилителя на частоте генерации. К_ос=К_осe^jφ, К_ос – полный коэффициент передачи цепи ОС, φ_ос- фазовый сдвиг цепи ОС на частоте генерации. Находим, что U_вых=кU_вх=кU_ос=КК_осU_вых=К_петлU_вых (1), где К_петл=КК_ос-полное петлевое усиление АГ. Из (1-К_петл)U_вых=0, т.к. U_вых не равно 0, 1-К_петл=0, К_петл=1 (2). Т.к. К_петл=Ке^JφусК_осе^jφос=K K_осе^{Jφ(φус+φос)}=К_петле^jφпетл. К_петл=К_ус Кос, усиление петли АГ, φ_петл=φ_ус+φ_ос-фазовый сдвиг петли АГ. Подставляя в выражение 2: К_петле^jφпетл=1е^j2πn (3). Где 1=1е^j2πn, где n=0,1,2,3. Приравняя модули и аргументы получим 2 аргумента К_петл=1 (4) и φ_петл=2πn (5). Уравнение 4 – условие баланса амплитуд или балансом амплитуд. 5 – условие баланса фаз или балансом фаз. АГ работает в станционном режиме, если одновременно выполняется условие баланса фаз и амплитуд. Амплитуды и фазы напряжений: U_вх, U_вых, U_ос, сбалансированы и постоянны. В простых АГ n=0. Если в цепи ПОС имеется линия задержки, задерживаются колебания на 1 период, то n=1. Если φ_петл=0, то ОС называется положительной, а если φ_петл от -180 до +180 град, то ОС – отрицательна. ВСЕ ЧИСЛА В ЭТОМ ВОПРОСЕ КОМПЛЕКСНЫЕ!

АГ на ОУ

К К LC заменяют эквивалентом, после токай замены, элементы L и С идеальны, т.к. учитывая потери энергии в R_ое. На резонансной частоте КК его сопротивление активное и равно R_ое. Считаем, что R_вх ОУ>>R_ое. Тогда для резонансной частоты w₀=1\√LC, эквивалентая схема цепи ПОС имеет вид:. Из эквивалентной схемы находим комплексный коэффициент ОС: К_ос(.)=Uос(.) U_вых(.)=R_ое\R_ое+R=К_ос. Отсюда К_ос=R_ое\R_ое+R и φ_ос=0. На резонансной частоте усилитель бесшумный. Его комплексный коэффициент усиления действительное число. Т.к. ОУ не инвертирующий, то К_ус(.)=К_ус. φ_ус=0. Находим фазовый сдвиг петли АГ на резонансной частоте. φ_петл=φ_ус+φ_ос=0 (1). Таким образом в схеме на резонансной частоте действует ПОС. Следовательно выполняется баланс фаз. На других частотах ОС положительная. Условие 1 – условие самовозбуждения АГ. Находим петлевое усиление АГ на резонансной частоте: К_петл=К_ус К_ос=К_усR_ое\R_ое+R. R<<R_ое. Тогда К_п=К_ус.

Дифференциальное уравнение АГ на ОУ.

i _R=u\Rое, i_с=Сduс\dt=Cdu\dt. i_l=1\L∫₀^tudt, i=u_вых-u\R. u_вых=К_ус u. Подставляя в это уравнение предыдущее получаем дифференциально уравнение АГ. d²u_вых\dt²+2adu_вых\dt+w₀²u_вых=0 (1). a=1-К_петл\τ_кк. a-коэффициент затухания колебаний АГ. τ_кк=2RC. τ-постоянная времени КК. Выполняется условие баланса амплитуд. При малых амплитудах коэффициенты Кус и а можно считать постоянными. Из ОРТ и математики известно, что решение дифференциального уравнения 2 порядка с постоянными коэффициентами (w₀, a) имеет вид: u_вых=U_кач e^-atsinw_cвt (2), где U_кач-начальная амплитуда выходного напряжения и wсв=√w0²-a²-частота самовозбуждения колебаний в КК АГ. Если К_петл>1, то a<0 и амплитуда выходного напряжения U_вых=U_кач e ^|at|, с течением времени второй множитель увеличивается, следовательно увеличивается амплитуда выходного напряжения. Амплитуда U_кач на выходе АГ может быть обусловлена шумовым напряжением усилителя. u_вых=U_шо e ^|at| sinw_свt. (3) Обычно а²<<w₀². Начальная часть графика по формуле 3. Режим работы АГ в котором амплитуда колебаний АГ увеличивается от бесконечно малой амплитуды до стационарной амплитуды U_ст называется режимом самовозбуждения. По мере роста U_вых, коэффициент усиления К_ос из-за нелинейности АХ уменьшается. К_петл=1. Если К_петл<1, то а>0. Из формулы 2 видно, что с течением времени амплитуда колебаний уменьшается до 0. При К_петл<1 и не возникает и не самовозбуждается. Если К_петл>1, то ПОС сильная. Усилитель самовозбуждается если условия баланса фаз и амплитуд одновременно не соблюдены. T=1\f₀=1\f_св.

АГ с трансформаторной ОС

S _нач=Sa=∆i_к\∆u_б. В данный АГ входят: 1)Резонансный усилитель, выполненный на VT1 и цепь ОС, образованная трансформатором L-Lсв. Выводы катушки связи выбирают таким образом, чтобы трансформатор имел фазовый сдвиг 180 градусов. На резонансной частото f₀, резонансный усилитель (на VT1 c ОЭ) сдвигает фазу колебаний на -180 град. следовательно на частоте резонанса фазовый сдвиг -180 град. На других частотах, фазовый сдвиг не равен 180 град. Находим фазовый сдвиг петли АГ. Он состоит из фазового сдвига усилителя и цепи ОС, и значит -180+180=0. На частоте резонанса в схеме действует ПОС, значит выполняется фазовое условие самовозбуждения АГ. На других частотах фазовый сдвиг петли ОС не равен 0. Сопротивления R1, R2, R3 такие, чтобы начальное напряжение смещения (до начала самовозбуждения схемы), выводило рабочую точку транзистора на линейный участок проходной ВАХ транзистора. Тогда крутизна транзистора до начала самовозбуждения схемы Sнач максимальна и резонансный коэффициент усиления так же максимален. Резонансный ток КК, протекая через L и С создаёт на L падение напряжения с амплитудой U_вых=w₀L I_кк. Этот резонансный ток наводит на катушке связи напряжение ОС с амплитудой U_ос=w₀MI_кк. Где M-коэффициент взаимоиндукции между L и Lсв. Находим коэффициент ОС: К_ос=u_ос\u_вых=M\L. Находим начальное петлевое усиление, которое называют фактором самовозбуждения АГ. Ф_с=К_{тетрнач}=К₀К_ос=МS_начR_ое\L. Расстояние между катушками: Ф_с=2…3. Тогда в схеме выполняется амплитудное условие самовозбуждения на резонансной частоте. Значит, на резонансной частоте выполняются оба условия самовозбуждения. После подачи Е_к схема самовозбудится.

Принцип действия АГ

Считаем, что условия самовозбуждения АГ выполнены, тогда при подаче Ек, через резистивный делитель подаётся напряжение смещения транзистора. Оно выводит его рабочую точку в точку А на линейном участке ВАХ. При это постоянная составляющая тока коллектора начинает протекать. Так же возникает шумовой ток транзистора, состоящий из большого множества спектральных составляющих со всевозможными частотами от долей герца, до 10^-11Гц. Амплитуды этих составляющих шумового тока малы. Спектральная составляющая шумового тока транзистора, имеющая частоту резонанса создаёт на КК LC падение напряжения гармонической формы с бесконечно малой амплитудой. Напряжение ОС трансформируется трансформатором, через разделительный конденсатор Ср поступает на базу транзистора и усиливается. Усиленное напряжение выделятся на КК LC. Т.к. Кпетл>1, то амплитуда усиленного напряжения больше, чем Uш.о. Усиленное напряжение по цепи ОС поступает на его вход, усиливается и т.д. После каждого прохождения цепи АГ амплитуда увеличивается. В результате амплитуда колебаний АГ самовозбуждатся. При большой амплитуде напряжения цепи ОС под действием напряжения ОС протекают импульсы базового тока. Они заряжают Ср с полярностью на схеме. Из-за этого возникает постоянное напряжение, которое является дополнительным запирающим напряжением смещения для транзистора. Оно смещает рабочую точку транзистора вниз на участок с меньшей крутизной. Из-за этот уменьшается Кпетл. Тогда оно уменьшится до 1, и наступает стационарный режим работы АГ, в котором амплитуда колебаний АГ остаётся постоянной. При большой амплитуд колебаний, транзистор работает с отсечкой коллекторного тока. При этом крутизна 1 гармоники коллекторного тока S1=γ₁Sнач. Петлевое усиление в стационарном режиме: Кпетлст=MS₁Rое\L=1. Эта формула выражает условие баланса амплитуд АГ. Резонансная частота f₀=1\2π√LC. Подстраивают частоту, с помощью подстроечного сердечника катушки L.

Мягкое самовозбуждение АГ

З ависимость амплитуды выходного напряжения резонансного усилителя от амплитуды входного напряжения, при условии что частота входного напряжения равна резонансной, называют колебательной характеристикой. В этой характеристики АГ, в зависимости от Е_смнач есть 2 вида: характеристика 1 вида имеет выпуклость вверх и 2 вида имеет точки перегиба. К_ос=U_ос\U_вых, отсюда Uвых=1\К_ос U_ос (1). Отсюда амплитуда выходного напряжения линейно зависит от U_ос. График зависимости U_вых от U_ос представляет собой прямую из начала координат и имеющая угловой коэффициент наклона К=1\К_ос-линия обратной связи. Предположим, что ЛОС пересекает колебательную характеристику первого вида в точке 1. Для точки 1 имеем U_ос=U_вых значит в этой точке выполняется баланс амплитуд, значит точка 1 соответствует стационарному режиму работы АГ. Вторая точка пересечения колебательной характеристики с ЛОС (точка 0), также соответствует условию баланса амплитуд. Однако это точка не устойчива. После подачи Ек начинается рост амплитуды колебаний в АГ с бесконечно маленькой амплитудой U_ш.о до стационарной амплитуды Uст, как показано на рисунке ломанной линий со стрелками вверх и вправо. Самовозбуждение АГ, полученное при колебательной характеристики первого вида называется мягким самовозбуждением. При нём амплитуда колебаний в АГ нарастает плавно без скачков. Точка 1 – устойчивая точка. Если, по каким-либо причинам выходное напряжение увеличивается или уменьшается, то после окончания внешнего воздействия она увеличится (уменьшится) как показана на рисунке ломанной линией со стрелками справа и слева от точки 1. В результате осуществляется самовозбуждение стационарной амплитуды выходного напряжения.

Амплитуда колебаний АГ

З начение коэффициента ОС, при котором линия ОС является касательной к колебательной характеристики в точке 0 (1вида) называют критическим режимом АГ на границе самовозбуждения. К_петл=К_грК_о=1. Если К_ос<К_кр, то ЛОС пересекает колебательную характеристику в точке 0 и колебания в АГ отсутствуют. Если К_ос>К_{ос кр}, то появится 2 точки перегиба (точка 1) и АГ генерирует колебания с амплитудой U_ст1. Если увеличить К_ос до К_ос2, то ЛОС пересекает колебательную характеристику в точке 2 и амплитуда вырастает до значения U_ст2. Изменяя коэффициент ОС, т.е. изменяя расстояние между катушками, можно изменять амплитуду выходного напряжения АГ. Из условия баланса амплитуд находят амплитуду колебаний АГ в критическом режиме.

Жёсткое самовозбуждение АГ

П ри К_ос>К_кр, ЛОС пересекает КХ 2 вида в 3 точках: 0, 1, 2. В этих 3 точках выполняется условие баланса амплитуд. Точки 0 и 2 устойчивы, а точка 1 не устойчивая. Действительно, если при подаче Е_к не КК возникает напряжение шума с амплитудой U_ш.о, то как показано на рисунке влево и вниз, колебания АГ запускают и АГ не самовозбуждается, т.е. не начинает свою работу. Если при подаче Е_к возникает бросок тока, который вызывает в КК свободные колебания с амплитудой U_св>U₁, то колебания в АГ возникают как показано ломанной линией со стрелками вправо и вверх. АГ самовозбуждается и колебания в нём нарастают до U_ст. U₁-амплитуда выходного напряжения, соответствующего точке 1 (неустойчивой). Если при подачи Е_к ударное возбуждение КК на нём возникает напряжение с амплитудой U_св<U₁, то АГ не самовозбуждается. Самовозбуждение АГ получаемое при КХ 2 вида называется жёстким СА овозбуждением АГ. При нём, колебания в АГ появляются скачком, с амплитудой U_вых>U₁. Если скачок амплитуды меньше U₁, то АГ не самовозбуждается. Таким образом при подаче Е_к, АГ может самовозбудится, а может и нет, при КХ 2 вида. Жёсткое самовозбуждение АГ не применяется из-за того, что при подаче Ек не всегда происходит самовозбуждение. Это недопустимо для АГ.

Выбор напряжения смещения в АГ

Если напряжение Е_см, выводят РТ транзистора на участок проходной ВАХ с большой крутизной, то КХ получается 1 вида и в АГ мягкое самовозбуждение. Если Е_см таково, что оно выводит РТ на нижний загиб характеристики проходной ВАХ, то КХ получается 2 вида и в АГ будет жесткое самовозбуждение, т.к. в этом случае при подаче Е_к АГ всегда самовозбуждается. Для обеспечения мягкого самовозбуждения на базу транзистора с помощью базового делителя подают от Е_к Е_см. Величину Е_см выбирают такой, чтобы оно выводило РТ транзистора на участок проходной ВАХ с наибольшей крутизной.

АГ по схеме индуктивной трёхточки

Х арактерные признаки схемы индуктивной 3х точки (по эквивалентной схеме). 1)Между Ки Б есть ёмкость, 2)Между Б и Э, К и Э есть индуктивности. Отсюда и название. Рассмотрим принципиальную схему. Конденсатор Сбл заземляет по ВЧ базу VT. Конденсатор Сф заземляет по ВЧ точку Б схемы. Таким образом по ВЧ точка Б накоротко соединена с базой транзистора. Разделительный конденсатор Ср1 по ВЧ соединяет накоротко точку Э с эммитером VT. В соответствии с этим эквивалентая схема АГ, которая является схемой индуктивной трёхточки. Найдём Кос АГ. Резонансный ток КК LC создаёт на верхней части катушки L падение напряжения с амплитудой Uос=I_рW₀L’. Где L‘-индуктивность верхней части катушки. Этот же резонансный ток создаёт на нижней части катушки падение напряжения с амплитудой Uк=I_рW₀L”. Где L“-индуктивность нижней части катушки. Напряжение Uк через Ср1 присоединено к КЭVT и следовательно является усиленным напряжением резонансного усилителя. Напряжение Uос через конденсаторы С_р1, С_ф, С_бл подводится к БЭVT и следовательно является напряжением ОС. Находим К_ос=U_ос\U_к=L’\L”. Видно, что меняя положение отвода катушки, можно изменять К_ос. Кнач=Р²SR_ое, S-крутизна, Р=L”\L’-коэффициент включения КК в коллекторную цепь транзистора. К_{петлнач} = φ_ос К_онач=L’L”SR_ое\L². Положение отвода от катушки выбирают таким, чтобы фактор самовозбуждения Фс=2-3. Выполняется амплитудное условие самовозбуждения. К_{петлнач}>1. U_ос и U_к относительно точки Э противофазны. Цепь ОС образуется автоматическим сдвигом фаз на 180 град. Резонансный усилитель сдвигает фазу на -180 градусов, следовательно фазового сдвига в схеме не будет. На резонансной частоте действует ПОС, следовательно выполняется фазовое условие самовозбуждения. Поэтому после подачи Е_к АГ самовозбуждается и в стационарном режиме генерирует колебания с постоянной амплитудой и с угловой частотой W₀=1\√LC. В стационароном режиме выполняется Кпетлст= L’L”SR_ое\L² = 1. Частоту АГ подстраивают с помощью подстроечного сердечника катушки L.

АГ по схеме емкостной трёхточки

Частота колебаний АГ

В общем случае фазовый сдвиг резонансного усилителя на транзисторе с общим эммитером определяется формулой φ_ус=φ_s1+φ_кк-180. φ_s1-фазовый сдвиг между 1 гармоникой коллекторного тока и напряжением возбуждения. φ_кк-фазовый сдвиг между напряжением на КК и 1 гармоникой коллекторного тока. Зависимость φ_кк от частоты f, называется фазовый характеристикой КК. Известная из ОРТ фазовая характеристика параллельного КК при разных Q показана на рисунке. В общем случае фазовый сдвиг цепи ПОС определяется формулой φ_ос=180+φ_ос’. Где φ_ос-отношение фазового сдвига цепи ПОС от 180 градусов. Условие баланса фаз в общем случае имеет вид: φ_петл=φ_ос+φ_ус=180+φ_ос’φ_s1+φ_кк+180=0.φ_ос’+φ_s1 (фазовый сдвиг крутизны транзистора к 1 гармонике) + φ_кк=0. Отсюда φ_кк=-φ_ос’+φ_s1 (1). Решая уравнение 1 находим частоту колебаний. Согласно уравнению 2, на уровне –(φ_ос’+φ_s1) проводим горизонтальную прямую и получаем точку пересечения этой прямой с фазовой характеристикой КК. Проэкция этой точки на ось частот определяет частоту генерированных колебаний. Если φ_s1=0, транзистор безинерционный и φ_ос’=0, то горизонатльная прямая совпадает с осью частот и значит пересекает фазовую характеристику в точке f=f₀. Если φ_s1 не равно 0 и φ_ос’ не равно 0, то fген не равно f₀. Предположим, что под действием дестабилизирующих факторов цепь ПОС получила приращение фазового сдвига φ_ос’ и у транзистора появился фазовый сдвиг φs1, тогда горизонтальная прямая смещается с оси частот вниз и частота генерируемых колебаний изменится от f₀ до f_г1 либо до f_г2, в зависимости от Q КК. Изменение частоты ∆f_г1=f_г1-f₀, ∆f_г2=f_г2-f₀. ∆f_г2>∆f_г1. Т.о. чем больше Q КК АГ, тем меньше под действием дестабилизирующих факторов изменяется частота АГ и тем выше стабильность частоты АГ.

Нестабильность частоты АГ

Под действием дестабилизирующих факторов частота колебаний АГ изменяется в небольших пределах случайным образом. Максимально возможная по модулю разность частотой колебаний в конце и в начале интервала наблюдение называется абсолютной нестабильностью частоты АГ. ∆f_нес=|f(t+T_н)-f(t)|_max. Если Т_н<=1с, то нестабильность частоты кратковременная, если >=10c, то долговременная. Абсолютную нестабильность частоты определяют экспериментально, путём её приращения на множестве интервалов наблюдения. Отношение абсолютной нестабильности частоты АГ к номинальному значению частоты АГ называют нестабильностью. σ=∆f\f_ном. Величину её обратную называют стабильностью частоты АГ. Нестабильность частоты за определённый промежуток времени 10^-4. В схеме емкостной 3х точки обеспечивается меньшая нестабильность частоты. Эта нестабильность приемлема для гетеродинов РПМ. В РПД она должна быть -5, -7 степени. Рассмотренные схемы АГ не могут быть использованы в РПД в качестве ЗГ. В связи с этим возникает необходимость установки стабильности. Наиболее эффективным способом является применение в АГ кварцевых резонаторов. Такие АГ называют кварцевыми.

Способы повышение стабильности частоты АГ

1) В АГ включают кварцевый резонатор. 2) Кварцевый резонатор, либо кварцевый АГ помещают в специальный термостат, внутри которого поддерживается постоянная температура. Тем самым уменьшается влияние температуры окружающей среды на частоту генерации. 3) АГ экранируют алюминием. Тем самым устраняют влияние помех и наводок на частоты генерируемых колебаний. 4) АГ устанавливают на амортизаторах, тем самым уменьшается влияние ударов и вибраций. 5)Плату АГ заливают компаундом, тем самым устраняют влияние влажности, ударов, вибраций на частоту АГ. 6) В КК АГ применяют конденсатор с малым значением ТКЕ и катушку с малым значением ТКИ. Т.е. их применяют с малым старением. 7) В АГ применяют КК как можно с большей добротностью. 8) Стабилизируют Е_к АГ. 9)Нагрузку подключают к АГ через буферный каскад. Устраняя тем самым влияние последующих каскадов РПД на частоту ЗГ. Этими способами позволяют устранить влияние дестабилизирующих факторов на частоту генерируемых колебаний АГ. Кварцевый - это АГ, в котором частота колебаний стабилизирована с помощью кварцевого резонатора.

Кварцевый резонатор

Н а противоположенные поверхности кварцевой пластины напылены электроды к которым припаяны выводы. Из эквивалентной схемы находим резонансную частоту кварцевого резонатора. f_кв=1\2π√L_квС_кв - резонансная частота кварцевого резонатора. Эта частота последовательного резонанса в ветви L_кв, С_кв, r_кв. Эта чатота резонансная для 1 механической гармоники. С₀ – статическая ёмкость кварцевого резонатора. С_экв=С₀С_кв\С₀+С_кв. Далее повторяется. Зависимость реактивного сопротивления в последовательной схеме замещения кварцевого резонатора от частоты показана на рисунке. Из рисунка видно, что на частотах от 0 до f_кв, сопротивление Х_кв < 0, а значит в заданном диапазоне частот КР эквивалентен ёмкости. От f_кв до f_п, сопротивление Х_кв>0 и значит в этом диапазоне частот КР эквивалентен ёмкости. Из эквивалентной схемы видно, что fкв сопротивление rкв, на f_кв3=r_кв3, и т.д. на нечётных гармониках. На частотах последовательного резонанса, сопротивление КР минимально и чисто активное. r_кв - сопротивление потерь кварцевого резонатора. Интервал от f_кв до f_п очень мал и составляет доли герц. Основная резонансная частота КР: f_кв=Кt\d – частотный коэффициент кварцевой пластинки. К_f=3МГц. Кварцевая пластина толщиной менее 0,1 мм не делают из-за большой вероятности при обработке трещин. Приняв d_min=0,1 мм, найдём максимальную частоту основного резонанса f_квmax=K_f\d=3\0,1=30МГц. Кварцевые генераторы могут работать на 7 гармонике, отсюда максимальная частота кварцевого генератора 210МГц. Добротность кварцевого резонатора на основной резонансной частоте Q_кв=ρ_кв\r_кв, где ρ=√L_кв\С_кв – волновое сопротивление КР. Из-за очень большой индуктивности L_кв и очень малой С_кв и малого сопротивления r_кв, добротность кварцевых резонаторов очень большая 10⁴ и 10⁵. Из-за очень большой добротности и стабильности параметров L_кв и С_кв, кварцевый генератор имеет высокую стабильность частоты генерируемых колебаний.

Схемы кварцевых АГ

Посцилляторная схема кварцевого АГ

С бл заземляет эммитер транзистора по ВЧ. От f до fп кварцевый резонатор ZQ эквивалентен индуктивности. Эта добротность и ёмкость С1, С2 образуют схему емкостной 3х точки. После подачи Е_к, АГ самовозбуждается и в стационарном режиме генерирует синусоидальные колебания с частотой fген, лежащей в диапазоне частот от f_кв до f_п. f_кв<f_ген<f_п. Кварцевый АГ обеспечивает нестабильность частоты без термостата 10^-6, 10^-7. Рвых=0,1…0,2 мВт. Высокая стабильность частоты, но маленькая выходная мощность. При разрушении пластинки КР, АГ перестаёт работать.

Кварцевый АГ с кварцем в цепи ОС

В данном АГ цепь ПОС образована С1, С2 и ZQ. На частоте fкв сопротивление КР = 0 и образуется схема ёмкостной 3х точки. На частотах от f_кв, сопротивление КР очень велико. Поэтому схема генерирует колебания с частотой fкв. При настройке схемы, ZQ замыкают перемычкой и тогда АГ генерирует колебания с частотой f_г=f₀. f₀-резонансная частота КК L, C1, C2. Вращая подстроечный сердечник L, устанавливают f₀=f_кв. Если настроить КК на частоту f₃, то АГ генерирует колебания с частотой f_г=f_кв3. Рвых=1…2мВт. Нестабильность 5 10^-5

АГ с КР в КК

З амыкая перемычкой КР и подключив к выходу частотомер, вращением сердечника катушки L1, настраивают КК L C1, C2 на 1 из частот последовательного резонанса (например на fкв3), после этого убирают перемычку. После подачи Е_к, АГ в стационарном режиме начинает генерировать синусоидальное выходное напряжение с частотой fг=fкв3. Кварц в АГ работает на 3 механической гармонике. f_кв3>f_кв1 в 3 раза. На нечётных частотах f_кв, амплитудное условие самовозбуждения не выполняется, т.к. резонансный коэффициент усиления близок к 0. На частотах, отличных от частот последовательного резонанса КР, сопротивление КР очень большое. Из-за этого цепь КК разорвана. На частотах fкв3 получается схема емкостной 3х точки. На этой частоте действует ПОС и на этой же частоте резонансный коэффициент усиления максимален и выполняется амплитудное условие самовозбуждения. АГ самовозбуждается только на fкв3. Выходная мощность такого АГ 1-2 мВт. Нестабильность 5 10^-6

Кварцевый АГ на ОУ

Ц епи питания ОУ не показаны. На частотах fкв, сопротивление кварцевого резонатора минимально, чисто активное и равно rкв. Это сопротивление, вместе с R1 образует делитель напряжения, который определяет коэффициент ПОС АГ К_пос=R1\R1+r_кв, следовательно что ПОС на частоте f_кв не сдвигает фазу колебаний. На частоте fкв ОУ безинерционный. На частоте f_кв фазовый сдвиг петли ПОС φ_петл=φ_пос+φ_ос=0+0=0. Действует ПОС и выполняется фазовое условие самовозбуждения. Из-за большого коэффициента усиления ОУ на частоте f_кв выполняется амплитудное условие самовозбуждения. После подачи Ек, АГ самовозбуждается и в стационарном режиме генерирует переменное напряжение с частотой fг=fкв. Выходное напряжение такого АГ не синусоидально. По форме оно близко к прямоугольной. Для стабилизации точки покоя введена цепь ООС, образованная R2, R3. Цепь ООС необходима для мягкого самовозбуждения АГ. АГ генерирует колебания с частотой до 1МГц.

Кварцевый АГ на логических элементах

Z Q включён в цепь ПОС. Цепь ПОС образована R1, ZQ. На частоте fкв, фазовый сдвиг петли ПОС = 0. Сдвиг фаз на 180 градусов обеспечивает каждый DD. Фазовый сдвиг петли, образованной DD1.1, DD1.2 и ZQ на частоте f_кв равен 0. Выполняется фазовое условие самовозбуждения. Резистор R2 включён в цепь ООС. Фазовый сдвиг всех 3 логических элементов равен 180 градусов, что доказывает наличие ООС в этом АГ. Цепь ООС образована элементами DD1.3 и R1, R2. Эта ООС обеспечивает вывод рабочих точек элементов DD1.1, DD1.2 на участок их проходных ВАХ в точку А. Усиление петли с ПОС больше 1. Выполняется амплитудное условие самовозбуждения. После подачи Ек, АГ самовозбуждается и генерирует в стационарном режиме не синусоидальные колебания f_г=f_кв. Может генерировать частоту от 1 МГц и более. Нестабильность 5 10^-5

Модуляция в РПД

Может использоваться АМ, ЧМ, ФМ, манипуляция, ИМ.

АМ в РПД

Каскад РПД, позволяющий получить АМ колебания называется АМ. Модулирующее напряжение ЗЧ называется модуляторным. УМЗЧ - модулятор. Напряжения УМЗЧ – подмодуляторным. Модулирующее напряжение uΩ может вводится в цепь базы транзистора, либо в цепь коллектора.

Базовая АМ смещением

Усиленное напряжение УЗЧ с помощью Тр подводится к базе транзистора. Модулирующее напряжение на второй обмотке Тр складывается с напряжением смещения, изменяющиеся со звуковой частотой. u_см=Е_см- uΩ. Образуется на С_бл1. u_см=Е_см+ uΩ. Изменение Е_см, приводит к изменению угла отсечки и амплитуды Iкм импульсов коллекторного тока. cosθ=Е’-u_см\U_в. I_км=SU_в(1-cosθ). Изменяя θ, изменяется коэффициент разложения косинусоидальных импульсов γ1 и изменение амплитуды 1 гармоники К тока. I_к1=γ₁SU_в. Изменяется амплитуда ВЧ напряжения на коллекторе транзистора. ВЧ напряжение на коллекторе зависит от мгновенного значения модулирующего напряжения uΩ. Рассмотрим зависимость.

Статическая модуляционная характеристика каскада с базовым АМ смещением

Г рафик зависимости амплитуды ВЧ напряжения на коллекторе транзистора (1 гармоника коллекторного тока I_к1) от напряжения смещения при uΩ=0 в стационарном режиме называется модуляционной характеристикой. Линейный участок ВС. Точка А посередине. По ней определяют: Величину напряжения смещения Е_см, амплитуду несущего колебания U_кн. Используется весь линейный участок. Можно определить крутизну рабочего участка. Уравнение рабочего участка, как уравнение прямой, проходящей через точку А и имеющей узкий коэффициент равный Sa. uк=Uкнес+Sa(uсм-Е_см). u_см=Е_см+ uΩ, U_к=U_кнес+S_a(Е_см- uΩ-Е_см)=U_кнес+U_ог. Отсюда видно, что огибающая АМ сигнала изменяется по закону модуляционного напряжения, что и требуется для АМ. Пусть модуляционное напряжение изменяется по закону (sin, cos). Говорят, что модуляция осуществлена чистым тоном. Примем, что uΩ= uΩcos Ωt. Подставляя получим: U_к=U_кнес+Sa uΩcos Ωt=U_кнес+U_огcos Ω=u_кнес(1+U_ог cosΩt \U_кнес)=u_кнес(1+mcos Ω), где U_ос=Sa uΩ-амплитуда огибающей АМ сигнала. m=U_ог\U_нес-коэффициент амплитудной модуляции. Видно, что амплитуда огибающей прямопропорциональна амплитуде модулирующего напряжения. m-прямопропорционален амплитуде огибающей и амплитуде модулирующего напряжения.

Режимы работы амплитудного модулятора

Режим работы, когда получается максимальная амплитуда напряжения на КК называют режимом максимальной мощности или пиковым режимом. Приняв в предыдущей формуле m=1 и cosΩt=1. U_кmax=U_кнес(1+m)=2U_нес. Такой режим, при котором на коллекторе минимальная амплитуда напряжения называется режимом минимальной мощности. Приняв m=1 из формулы 3 находим: U_кmin=U_кнес(1-m)=0. Режим работы АМа при отсутствии модулирующего напряжения (UΩ=0) называют режимом молчания или статическом режимом. U_кмол=U_кнес. Таким образов на СМХ точка А соответствует режиму молчания. С соответствует режиму минимальной мощности. В соответствует пиковому режиму. Всегда выбирают пиковый режим соответствовал критическому режиму работы УМВЧ. Тогда левее точки В режим работы УМВЧ (АМа) недонапряжённый, правее – перенапряжённый. Базовая АМ смещением возможна только в недонапряжённом режиме работы УМВЧ, т.е. самом невыгодном режиме работы усилителя ВЧ. Достоинства: 1) От модулятора потребляется малая мощность. 2) хорошее использование коллекторного напряжения. Ек=u_кдоп\2. Недостатки: 1) Низкий КПД каскада и следствие этого сильный нагрев транзистора. Т.к. работа каскада осуществляется в недонапряжённом режиме. 2) Невозможность получения 100% АМ без нелинейных искажений огибающей. Из-за этих недостатков, базовая АМ смещением применяется только в маломощных РПД.

Коллекторная АМ

Напряжение возбуждения, через С1 поступает на БVT1 и вызывает ВЧ импульсы коллекторного тока. Напряжение микрофона усиливается УЗЧ, затем усиливается УМЗЧ и далее с помощью Тр Т1 вводится в коллекторную цепь транзистора. В результате на вторичной обмотке Т1 получается модулирующее напряжение, которое складывается с Е_к. В результате получаем переменное напряжение питания каскада, изменяющиеся со звуковой частотой. Данный УМВЧ работает в перенапряжённом режиме. Использование напряжения питания ζ=u_к\u_пит=1, отсюда U_к=Е_к+uΩ. Отсюда видно, что амплитуда ВЧ напряжения на КVT1 изменяется по закону модулирующего напряжения, что и требуется для АМ. Зависимость амплитуды ВЧ напряжения на коллекторе при uΩ=0 называется статической модуляционной характеристикой этого каскада. Рабочий участок ОВ лежит в области перенапряжённого режима. В - пиковый режим работы каскада. И эта же точка соответствует критическому режиму работы УМВЧ. Правее и левее лежат области режимов. В недонапряжённом режиме Uк не зависит от Uпит, следовательно АМ невозможна. Цепь R_бС_бл-цепь базового автосмещения. Применение такого смещения делает нижнюю часть характеристики практически линейной. Достоинства: 1) Позволяет получить 100% АМ без нелинейных искажений огибающей АМ сигнала, т.к. ОВ линеен. 2) Высокий КПД каскада и малый нагрев транзистора, т.к. каскад в перенапряжённом режиме. Недостатки: потребляется большая мощность, практически равная половине выходной мощности РПД в режиме молчания. В связи с большой выходной мощностью УМВЧ, его выходной каскад выполняют по 2х тактной трансформаторной схеме. Ек<uкдоп\4.

Частотный модулятор в РПД

Н а VT1 выполняют АГ по схеме емкостной 3х точки. КК АГ образован элементами L1, C1, C2, C3 и ёмкостью варикапа VD1. Полная ёмкость КК АГ: С_кк=(1\С1+1\С2+1\С3+1\Свар)^-1, резонансная частота КК АГ: f0=1\2π√L1C_кк. После подачи Ек, АГ самовозбуждается и генерирует в стационарном режиме ВЧ напряжение с частотой генерации fг=f₀. Напряжение микрофона ВМ, усиливается УЗЧ и далее через Ср и Сф1 подводится к R1. В результате на R1 выделяется модулирующее напряжение. Оно суммируется с ЭДС источника смещения. В результате получаем переменное u_см=uΩ-Е_см. Это напряжение выделяется на Сф2. Оно через R3 подводится к варикапу VD1 и смещает его "p-n" переход в обратном направлении. Под действием смещающего напряжения изменяется ёмкость варикапа со звуковой частотой. Из-за этого изменяется ёмкость КК АГ, изменяется резонансная частота генерируемых ВЧ колебаний. С1 не пропускает модулирующее напряжение с выхода УЗЧ на выход схемы. Он же не пропускает постоянное напряжение с коллектора транзистора на VD1. Фильтр R2Cф1 не пропускает модулирующее напряжение в источник Есм. R3Сф2 не пропускает ВЧ напряжение с варикапа на выход УЗЧ. Цепь R5Еп2 обеспечивает мягкое самовозбуждение АГ. Резистор R4 создаёт путь для прохождения постоянной составляющей коллекторного тока VT1. Цепь RфСф не пропускает токи ВЧ в Еп1. Ср1-разделительный конденсатор. Сф1 не пропускает постоянное напряжение на выход УЗЧ. Ссв не пропускает постоянное напряжение с коллектора на выход схемы. С2С3 образует цепь ПОС.

СМХ ЧМ

Статическая модуляционная характеристика

Г рафик зависимости выходного напряжения ЧМ от напряжения смещения на варикапе при uΩ=0, называется статической модуляционной характеристикой (СМХ). Её измеряют экспериментально. Рабочим участком СМХ является линейный участок ВС. Точку покоя А выбирают на середине этого участка. Она определяет величину Е_см и несущую частоту выходного ЧМ сигнала. По ней определяют максимальную амплитуду модулирующего напряжения, при которой используется весь ВС, и определяют крутизну рабочего участка. Sч=∆f\∆u_см (Гц\В). Уравнение рабочего участка ВС находят как уравнение прямой, проходящей через точку А с угловым коэффициентом наклона, равным S_ч. f=f_нес+S_ч(u_см-Е_см), u_см=uΩ-Е_см, f=f_нес+S_ч (uΩ-Е_см+Е_см)=К_нес+S_ч uΩ. Отсюда видно, что частота выходного напряжения схемы изменяется по закону модулирующего напряжения. Что и требуется для получения ЧМС. При модуляции чистым тоном, модулирующее напряжение изменяется по гармоническому закону косинуса. uΩ=UΩcosΩt, подставляя эту формулу в предыдущее выражение: f=f_нес+S_чUΩcosΩt=f_нес+∆f_дcosΩt (1). ∆f_д-девиация частоты модулирующего ЧМ сигнала. Она зависит от крутизны рабочего участка СМХ и амплитуды модулирующего напряжения при cosΩt=1. Максимальная частота выходного напряжения: f_max=f_нес+∆fд. При cosΩt=-1, минимальную частоту: f_min= f_нес+∆f_д. Из этих 2 уравнений: ∆f_д=f_max-f_нес=f_нес-f_min. Под девиацией частоты ЧМС понимают разность между несущей частотой ЧМС и его минимальной частотой. m_f=∆f_д\f, где f=Ω\2π. С целью обеспечения помехоустойчивости: m_f>1. Последующие каскады РПД, через которые проходит ЧМС должны обеспечивать требуемую ПП. + от УЗЧ потребляется не большая мощность, - низкая стабильность средней частоты полученного ЧМС. Вводят цепь АПЧ.

Фазовая модуляция в РПД

К аскад РПД, в котором получают фазомодулированный сигнал называется фазовым модулятором. Выходное напряжения определяется формулой: u_вых=U_выхcos(w₀t+К_фuΩ)=U_выхcos(w₀+φ). С2 заземляет по ВЧ нижний вывод катушки L. Модулирующее напряжение через Ср3 и Сф1 подводится к резистору R. Для тока ЗЧ сопротивление этих конденсаторов = 0. Всё модулирующее напряжение выделится на R. На R получается модулирующее напряжение смешанное с напряжением смещения. Напряжение подводится к варикапу, изменяется его ёмкость, резонансная частота КК, фазовый сдвиг напряжения КК относительно 1 гармоники коллекторного тока. Под действием модулирующего напряжения, изменяется фазовый сдвиг выходного напряжения, относительно напряжения возбуждения. Зависимость фазового сдвига выходного напряжения от напряжения смещения на варикапе при uΩ=0, называется статической модуляционной характеристикой фазового модулятора. Эту характеристику снимают экспериментально. Рабочий участок - линейный участок. Точка А посередине участка, определяет величину ЭДС источника смещения. По СМХ находят крутизну рабочего участка, максимальную амплитуду модулирующего напряжения. Данный фазовый модулятор позволяет получать девиацию фазы до 30 град, при нелинейных искажениях до 10%. При 3 КК удаётся получить девиацию фазы до 100 град. при нелинейных искажениях до 2%. При умножении частоты ФМ сигнала, девиация фазы увеличивается в n раз. n – коэффициент умножения частоты. Если модулирующее напряжение подавать через дефферинцирующую цепь, то на выходе получается ЧМ сигнал. Такой метод получения ЧМ сигнала называют косвенным.

Импульсная модуляция в РПД

Р ПД формирует радиоимпульсы с длительностью tn и периодом повторения Тn. Выбирают f>>F. F=1\Тn – частота следования радиоимпульсов. Ширина спектра радиосигнала ∆fсп=u\tи. Из-за очень большой ширины спектра она возможна только в СВЧ радиодиапазоне. Несущая частота f-СВЧ частота. Импульсная модуляция применяется в системах радиоуправления, телеметрических системах, системах связи, радиолокации. Каскад РПД служащий для получения радиосигналов называют импульсным модулятором.

Импульсный модулятор на 2х затворном полевом транзисторе

Т акой модулятор выполняется на арсенидо-галиевом полевом транзисторе с 2 затворами в виде барьеров Шотки. На вход ВЧ подают гармоническое ВЧ напряжение возбуждения, КК-С1-С2-L1 настраивают на частоту возбуждения. На вход НЧ подают прямоугольные видеоимпульсы, которые являются модулирующим напряжением. Импульсы ШИМ, ВИМ, КИМ, импульсы команд управления и т.д. В исходном состоянии напряжение на 2 затворе U_з2=-Е_см<Е”, где Е” – напряжение отсечки тока стока. Напряжением –Е_см транзистор закрыт, ток стока =0, выходное напряжение=0. Входной видеоимпульс с амплитудой uΩ=|Е_cм|, через Ср2 поступает на второй затвор транзистора и открывает его. Напряжение возбуждения через Ср1 проходит на 1 затвор транзистора и вызывает импульсы тока стока. 1 гармоника этих импульсов возбуждает резонансный ток в КК, который протекая через С1-С2-L1-C3-корпус-С1 создаёт на С3 падение напряжения, поступающее на выход схемы. После окончания видеоимпульса, транзистор закрывается и выходное напряжение снова =0. С приходом следующего видеоимпульса, физические процессы повторяются. В результате на выходе получаются радиоимпульсы, что и требуется при импульсной модуляции. С применением 2х затворного полевого транзистора, исключить протекание из цепи 1го затвора через проходную ёмкость транзистора в цепь стока, СВЧ колебаний при запертом транзисторе. У такого транзистора проходная ёмкость мала (0,05 пФ). Напряжение возбуждения подают на 1 затвор, т.к. крутизна тока стока по 1 затвору больше, чем по второму. На СВЧ в качестве КК применяют ЖИГ резонаторы. Такие модуляторы работают до 20ГГц. Их – это малая выходная мощность (единицы Ватт).

Импульсный модулятор на p-i-n диоде

Т акие диоды имеют очень маленькую ёмкость I слоя. Что позволяет их использовать для включения и выключения мощных СВЧ цепей. На вход НЧ подают видеоимпульсы положительной полярности. Под действием видеоимпульса протекает ток: ВхНч-Ср3-L2-VD1-L1-корпус-источник. Он открывает диод VD1. Напряжение возбуждения вызывает волну напряжения, которая через 1 плечо циркулятора внутри него движется по направлению стрелки. Выходит из плеча 2 и затем проходит через Ср1, открытый диод VD1 и Cр2 в нагрузку. После окончания видеоимпульса диод закрывается и удерживается в запертом состоянии Есм. Волна напряжения вошедшая в плечо 1 и вышедшая из 2 циркулятора через Ср1 достигает запертого диода и отражается от него проходит в плечо 2 циркулятора, выходит из плеча 3 и поглощается сопротивлением. Благодаря применению циркулятора, на выходе ВЧ отсутствует обратная волна напряжения. С приходом следующего видеоимпульса процессы повторяются и на выходе модулятора появляются радиоимпульсы. Несущая частота их равна частоте напряжения возбуждения. Ср1 и Ср2 не пропускает видеоимпульсы и Есм на выход схемы и в плечо 2. L1, C1, L2, C2 настраивают на частоту напряжения возбуждения. На этой частоте имеет большое сопротивление Rое. Которое не шунтирует тракт СВЧ. Режекторный фильтр L2C2 и последовательный КК L3С3 не пропускает СВЧ колебания в источник видеоимпульсов (на вход НЧ). КК L3C3 также настраивают на частоту напряжения возбуждения. Напряжение смещения выбирают из условия: |Eсм|>Uв. Диод закрыт при отсутствии видеоимпульсов. Также модуляторы работают на частотах от 100МГц до 40ГГц. И мощность позволяющую получать 100кВт.

УМВЧ

П ри потере устойчивости УМВЧ самовозбуждается. Колебания, возникающие в УМВЧ при потери устойчивости называют паразитными. Напряжение возбуждение может приводить к паразитному излучению РПД, уменьшающего его выходную мощность, искажает передаваемую информацию, пробивает транзистор УМВЧ. Паразитные колебания могут возникать не только в УМВЧ, но и в умножителях частоты, АГ и др. Самовозбуждение происходит из-за внешних и внутренних ОС и других параметрических явлений. Внутреннюю ОС убирают теми же способами что и в резонансных усилителях. Дроссельные паразитные колебания. КК настраиваем на частоту напряжения возбуждения. Получают эквивалентную схему УМВЧ индуктивной 3х точки. При выполнении амплитудного условия самовозбуждения схема генерирует НЧ колебания, называемые дроссельными. Т.к частота причиной их возникновения являются дроссели. Частота этих колебаний: fдр=1\2π√Ск(Lдр1+Lдр2), Ск – ёмкость коллекторного перехода. Эти колебания усиливаются что приводит к искажениям. Они могут вызвать пробой коллекторного перехода транзистора. Необходимо уменьшать Lдр1. Lф1 и Lф2 антипаразитное сопротивление. Если дроссельные колебания не устраняются, необходимо заменить дроссель резистором.

Паразитные колебания вблизи рабочей частоты

В близи рабочей частоты, эквивалентная схема имеет вид: Внутри транзистора Ск=0. На частотах ниже рабочей, эквивалентное сопротивление КК L1C1 и L2C2 имеет индуктивный характер. В результате получаем паразитный автогенератор, выполненный по схеме индуктивной трёхточки. В котором выполняется фазовое условие самовозбуждения. Этот паразитный АГ генерирует паразитные колебания с частотой примерно равной нижней частоте ПП КК. Эти колебания вызывают паразитное излучение РПД, искажая передаваемую информацию и приводят к пробою транзистора. Для их подавления применяют транзистор с малой проходной ёмкостью, уменьшают Rое КК (уменьшая L1,L2 и увеличивая С1, С2), включают низкоомный антипаразитный резистор в цепь эмиттера, либо параллельно участку БЭ. Если Кпетл лежит в пределах от 0,2 до 1, УМВЧ не самовозбуждается, но из-за него УМВЧ не устойчив.

Паразитные колебания в УМВЧ вблизи граничной частоты транзистора

Н а частотах вблизи граничной частоты эквивалентная схема УМВЧ: Lб,э,к – индуктивности выводов. Сп1 – паразитная ёмкость между Б и К транзистора. Сп2 – между К и корпусом. Анализ работы АГ по схеме 1 показывает, что при индуктивности Э вывода больше критического значения, АГ самовозбуждается на частотах на которых параллельный КК Сп1Lб имеет эквивалентное сопротивление емкостного характера, а Сп2Lк – индуктивного. АГ по схеме 1 самовозбуждается (если L>Lэ) и паразитные колебания с частотой в диапазоне от fоб до fок, где fоб=1\2π√Сп1Lб и fок=1\2π√Сп2Lк, частота генерации fг лежит вблизи граничной частоты транзистора. Для подавления паразитных колебаний уменьшают индуктивность вывода Э, до минимального значения. Уменьшив длину вывода Э до 2, 3 мм. Подавляя эти колебания, уменьшая длину вывода Б и увеличивая длину вывода К. Если эти паразитные колебания не прекратились, то последовательно с выводами транзистора включают антипаразитные резисторы.

Паразитные параметрические колебания в УМВЧ

Р ассмотрим паразитные колебания на входе и выходе транзистора УМВЧ. В УМВЧ к Э переходу и К переходу приложены напряжения с большими амплитудами. Они приводят к большому изменению входной динамической ёмкости транзистора и выходной динамической ёмкости транзистора, а именно к периодическому их изменению с частотой напряжения возбуждения. Среднее значение входной динамической ёмкости транзистора. Совх=Свхmax-Cвхmin\2. Частота, которая в 2 раза меньше частоты напряжения возбуждения называется частотой субгармоники. fсг=0,5fв. Эквивалентная схема входной цепи транзистора данного УМВЧ имеет вид: На эквивалентной схеме Свх - входная динамическая ёмкость транзистора, Rп – сопротивление потерь входной цепи транзистора. Из ОРТ известно, что из-за периодического изменения ёмкости в КК на частоте субгармоники вносится Rвн=mc\2πfсг Cовх. Если |Rвн|>Rп, вызываются колебания с частотой субгармоники. Эти колебания называются параметрическими или субгармоническими. При снятии напряжения возбуждения, Свх перестаёт изменятся, сопротивление не вносится и параметрические колебания пропадают. Они существуют только в присутствии полезных колебаний. Эти колебания могут возникать и в К цепи. Для подавления их, последовательно с Lсв включают резистор. Свх изменяется при работе транзистора в перенапряжённом режиме.

Асинхронные колебания в УМВЧ

В УМВЧ видно, что индуктивности Lсв1,2 и проходная ёмкость транзистора Ск образуют схему индуктивной трёхточки. fоа=1\2π√Ск(Lсв1+Lсв2). Из-за малости ёмкости Ск в недонапряжённом режиме паразитные колебания не возникают. В перенапряжённом режиме ёмкость Ск резко возрастает, что приводит к появлению паразитных колебаний с частотой fга=fоа. Они называются асинхронными. Эти колебания могут сохранятся. Дли их подавления, уменьшают Lсв1, Lсв2, включают им параллельно антипаразитные резисторы, на нижний вывод катушек одевают ферритовое кольцо, применяют транзистор с малой проходной ёмкостью.

РПД специального назначения

Магнетронный передатчик импульсной РЛС

В исходном состоянии схемы, т.е. при отсутствии видеоимпульсов, электронновыкуумный триод VL1 закрыт Есм. Т.к. |Есм|>|E’|, где Е’ напряжение запирания VL1, конденсатор С заряжен до напряжения анодного питания с полярностью указанной на схеме. Входной положительный видеоимпульс прямоугольной формы, через Ср поступает на сетку лампы VL1, и отпирает её. Напряжение накопительного С через малое сопротивление участка АК VL1 прикладывается к магнетрону VM1, при этом магнетрон начинает генерировать СВЧ колебания. Эти колебания с помощью витка сязи вводятся в волновод, по которому поступают в антенный переключатель АП. Под действием этих СВЧ колебаний АП автоматически переключается и подключает выход РПД к антенне wA. Поэтому СВЧ колебания от магнетрона через АП поступают в параболическую антенну. Под действием СВЧ колебаний антенна излучает радиоволны в виде очень узкого луча. Ширина диаграммы направленности менее 10 град. Радиоимпульсы, излученные антенной достигают летящей цели и отражаются от него. После окончания входного видеоимпульса, лампа VL1 закрывается. Напряжение питания с магнетрона снимается и он перестаёт генерировать СВЧ колебания. В этот моент АП автоматически переключается и отключает выход РПД от антенны и подключает к входу РПМ. Поэтому, отражённая от цели радиоволна, принимается антенной, вызывает колебания, которые поступят через АП на вход РПМ. На выходе которого вызывает импульс напряжения, названный импульсом цели. Когда магнетрон генерирует СВЧ колебания, то часть СВЧ колебаний, через АП проходят на вход РПМ и вызывают на его выходе видеоимпульсы напряжения, названные зондирующими. Эти импульсы с выхода РПМ поступают к индикаторам РЛС, в ЭВМ РТСУ. Измерив время задержки импульсов цели от зондирующего, получают расстояние до цели D=Ctз\2. С-скорость света. После закрытия лампы VL1, происходит заряд конденсатора по цепи +Еа-Rа-С-R-корпус--Еа. После заряда конденсатора С до напряжения питания, схема находится в исходном состоянии. Процессы повторяются. Импульсы цели вызываю свечение на индикаторе РЛС.

Магнетроны

Э то электровакуумный прибор СВЧ, в котором электроны движущиеся под действием магнитных полей и электрических сил, вызывают генерацию СВЧ колебаний в резонаторах этого прибора. Магнетрон представляет собой электровакуумный диод с резонаторами, помещённый в сильное электромагнитное поле постоянного магнита. Имеется медный цилиндрический анодный блок и подагревный катод. В нём имеются резонаторы в виде высверленных сквозных отверстий. Магнитные силовые линии магнитного поля параллельны оси катода этого диода. Если имеется напряжение накала и анодного питания, то под действием магнитных полей и электрических сил электроны летят по очень сложной траектории эпициклоиде. Когда электроны попадают в тормозящее электромагнитное поле резонатора, то часть своей кинетической энергии электрон отдаёт резонатору. В результате в резонаторах получаются СВЧ колебания. СМВ, ДМВ, МВ. Длина волны от 0,5 до 50 См. fр=0,6…60ГГц. Он генерирует Pн=10Вт…10мВт. Еа=30…80кВ, Рср=0,1-100кВ. КПД 60-70%. Число резонаторов от 6 до 10. Индукция магнитного поля в зазоре 0,6-0,8 Тс.

Импульсный передатчик системы радиоуправления

Н ужен для передачи с помощью радиоволн, команд управления на летательный аппарат или крылатую ракету с целью управления полётом. Для передачи таких команд управления используется трёх импульсный временной код. На Ш1, Ш2, Шn с генератора опорных импульсов поступают опорные импульсы ОИ1, ОИ2, ОИn, а на шифраторы команд ШК1…ШКn поступают с блока командных импульсов КИ1, КИn. n – число команд передаваемых в системе радиоуправления. В зависимости от величины и знака команды управления изменяется временное положение импульса uк1 между ОИ1 и ОИ2. uк1 находится точно посередине между ОИ1 и ОИ2. Опорные импульсы следуют с постоянной частотой Т=1\F. На выходе шифраторов получаются кодовые опорные импульсы КОИ. Для каждого шифратора они определяются подданными опорными и командными сигналами. Импульсы с выходов шифраторов проходят на выход схемы ИЛИ. Выходной импульс этой схемы подают на Ф1 и Ф2 и задерживаются. Прямоугольный импульс с Ф1 с длительностью t1, а с Ф2 t2. Ф3 запускается и формирует прямоугольные импульсы с длительностью t3. Он поступает на вход управления ИМ2 и вызывает на его выходе радиоимпульсы с длительностью t3. Эти импульсы поступают в антенну и вызывают излучение антенной радиоволн, которые принимает бортовой приёмник системы управления. Процессы повторяются. Длительность t2 выбирается чуть больше длительности переходного процесса в цепи от входа ИМ1 до ВЧ входа ИМ2, а длительность t4 выбирают чуть больше длительности переходного процесса в ИМ2, это позволяет получить крутой не искажённый фронт и срез выходного импульса. Применение такой схемы обеспечивает отсутствие излучение РПД в паузах между радиоимпульсами, это затрудняет обнаружение противником РПД и созданию им организованных помех. Применение кодирования позволяет по 1 радиоканалу передавать n команд управления. Кроме того затрудняет создание противником ложных команд управления. ИМ1 выполняется на двух затворном полевом транзисторе, а ИМ 2 на p-i-n диоде. В качестве Ф1, Ф2, Ф3 используют одновибраторы. Рассмотрим Ш1. ЛЗ1 – линия задержки, задерживает первый опорный импульс на время T₀₁, а ЛЗ2 задерживает выходной импульс ЛЗ1 на время T₀₂. В результате на выходе Э1 получается 3 опорных импульса первого сигнала. Аналогичные схемы имеют остальные шифраторы. + - простота и высокая стабильность несущей частоты радиосигналов, которая равна стабильности частоты ЗГ выполненного на кварце.

РПД космической РЛ

В РЛ дальнего космоса используют КИМ, ЧИМ, ФМ, формируемые по схеме. ЗГ генерирует синусоидальное напряжение стабильной частоты, которое через буферный каскад поступает на вход тракта радиочастоты. В качестве ЗГ используется кварцевый АГ, либо синтезатор частоты. В тракте радиочастоты УЧ1 и УЧ2 увеличивают частоту колебаний до рабочей частоты РПД, т.е. до значения несущей частоты выходного РС. УМВЧ1 и УМВЧ2 увеличивают мощность колебаний до уровня, при котором обеспечивается надёжная работа космической РЛ. синусоидальные колебания с несущей частотой с выхода тракта РЧ поступают на вход фазового модулятора (манипулятора). На вход РПД с кодирующего устройства РЛ (с АЦП) поступает входное напряжение, которое является цифровым сигналом двоичного кода. Такой сигнал в радиотехнике называется сигналом КИМ. Двоичный код входного напряжения отображает передаваемую информацию. Входное напряжение поступает на адресный А0 мультиплексора MS. Генераторы импульсов ГИ1, ГИ2 генерируют меандровые напряжения u₁ и u₂ с поднесущими частотами F₁=1\T1, F2=1\T2 соответственно. На графике показан случай F₁=2F₂ и скачки напряжений u₁, u₂ и U_вх совпали в момент времени Т0. u1 и u2 поступают на информационные входы D₀ и D₁ мультивибратора. Заметим всегда должно быть F₁<<f_нес, F₂>>F_оп. Частота – скорость передачи двоичных символов. Т0 – длительность передачи 1 символа. Если входное напряжение равно напряжению логического нуля, то напряжение u_с с частотой F₁ проходит через MS. Если напряжение на входе равно напряжению логической единицы, то напряжение u₂ с частотой F₂ поступает на выход MS. Напряжение u₃ с выхода MS поступает на НЧ вход ФМ. При скачке u₃ от 0 до логической единицы начальная фаза напряжения u_вых изменяется скачком от 0 до 120 град., а при скачке u₃ от логической единицы до 0 фаза на выходе скачком изменяется от 120 до 0. В результате на выходе РПД получается РС КИМ-ЧИМ-ФМ. Этот сигнал с выхода ФМ поступает а антенну и вызывает излучение антенной радиоволн. Манипуляция фазы несущей выходного напряжения на 120 град. обеспечивает надёжную синхронизацию в приёмной части РЛ. Применение сигнала КИМ-ЧИМ-ФМ позволяет получить высокую помехоустойчивость передачи цифровой информации по РЛ. Обычно мощность РПД 3-10 Вт, а частота несущей 2,2-2,3 ГГц.

Фазовый модулятор отражающего типа

Н а вход 1 поступает синусоидальное напряжение возбуждения СВЧ, а на вход 2 поступает НЧ цифровой сигнал двоичного кода. Преобразователь уровня сигнала (ПУС) преобразует входной уровень логической единицы в напряжение Е1>0 , а логического нуля в Е0<0, когда Uвх равно напряжению логической единицы, то u1=Е1. И под действием протекает ток по цепи: выход ПУС-R-VD1-ПЛ-корпус. Этим импульсом p-i-n диод открыт, т.е. его деффиренциальное сопротивление = 0 и вход полосковой линии по СВЧ замкнут на корпус через диод VD1 и конденсатор С. Напряжение возбуждения вызывает электромагнитную волну, которая входит в плечо 1 циркулятора 1, выходит из 2, достигает входа ПЛ. Т.к. ПЛ замкнута на корпус, то электромагнитная волна отражается от входа ПЛ, входит в плечо 2 циркулятора Ц1, выходит из плеча 3, входит в плечо 1 Ц2, выходит из 2 Ц2 и поступает на выход схемы, поглощаясь сопротивлением нагрузки. Если сопротивление нагрузки не согласованно, то часть энергии отражается от нагрузки и входи в плечо 2 Ц2, выходит из 3 Ц2 и поглощается сопротивлением согласования. В результате на входе схемы отсутствует обратная волна, что обеспечивает согласование входа 1 с источником напряжения возбуждения. R не пропускает СВЧ колебания на выход ПУС. И ограничивает прямой тока p-i-n диода. Вывод: таким образом при напряжении логической единицы на входе имеем СВЧ напряжение, с начальной фазой равной 0. Если на входе сигнал логического нуля, то диод получается заперт. КЗ входа ПЛ прекращается и электромагнитная волна, выходя из 2 Ц1 распространяется по ПЛ до её конца и отражается от него и через циркуляторы поступает в нагрузку, при распространении волны по ПЛ она получает набег фазы φ=4π l\λ. В результате начальная фаза напряжения скачком меняется до φ. Если l=λ\4, φ=4πλ\4λ=180. Получена манипуляция на 180 град. Если l\6, то на 120. Получается манипуляция фазы на 120 град., что и требуется для РПД космической РЛ. Таким образом длину l выбирают исходя из требуемого значения φ.