Ресурс связи

→ совокупность времени и ширины полосы частот доступной для передачи сигнала в радиоканале.

Критерий эфф-ти мах пропускной

↑ ∆F 2.↑ S/N

3.↑ С закл-ся в ↑эфф-ти доступа  к РС. Т.е.необходимость такого планирования распределения РС м/у пользователями беспроводной системы связи, при кот.такие показатели как t излучения сигнала и f излучения исп-сь мах эфф-но.

Распределение РС задается методом МД (т.е.способ объединения сигналов различных пользователей д/совместного исп-ия РС). Среди методов МД выделяют:

1)      FDMA-выд-ся определенные под диапазоны исп-ой  полосы частот.

2)      TDMA- выд-ся периодически временные интервалы фиксированной полосы частот

3)      CDMA-выд-ся определенные эл-ты набора ортогонально (либо почти ортогонально) распределенных спектральных кодов, кажд.из кот.исп-ет весь диапазон частот выделенный для системы связи

4) Sdma- мд с пространственным разделением

 с помощью антенной системы с несколькими узкими ДН (smart-антенны) радиосигналы разделяются и направляются в разные стороны. Данный метод допускает многократное исп-ие одного частотного диапазона. Спутниковые системы связи.

5) Pdma- мд с поляризационным разделением

разделение сигналов основывается на избирательности приемных антенн к положению вектора напряженности эл.ноля (вертик(Е)., горизонт(Н)., при линейной поляризации) или к направлению  вращения вектора напряженности эл.поля- правая или левая – при эллиптической поляризации. Исп-ся д/↓помех м/у каналами.

 

Преимущества  CDMA:

1)      высокой конфиденциальностью при передаче сообщений.

2)      высокая пропускная способность

3)      высокая помехоустойчивость

4)      эффективная передача инф-ии в условиях быстрых замираний

5)      имеет низкий уровень потребляемой мощности АС

6)      Облегчает, либо полностью иск-ет необходимость частотного планирования

Данные преимущества систем связи CDMA реализуются только при использовании сигналов с расширенным спектром, т.е. при использовании более широкой полосы радиочастот для передачи сообщений, чем это требуется при передаче обычного модулированного сигнала

Системы связи с расширенным спектром

если вып-ся след.условия:

1)      Исп-ая полоса частот значительно шире, чем это необходимо д/передачи данных или голоса

2)      Расширение спектра производится с помощью расширяющего (кодового) сигнала, кот.не зависит от передаваемой инф-ии.

3)      Восстановление исх-го сигнала приемника осущ-ся путем сопоставления полученного сигнала и синхр-ой копией код.с.

концептуальную схему системы связи с расширенным спектром:

особенности схемы, кот.обеспечивают высокую помехоустойчивость в системах связи с расширенным спектром:

1)      Однократное умножение кода X(t)*g(t) приводит к расширению частотного диапазона с.

2)      Повторное умножение на код и последующее фильтрование восстанавливает исходный с.

3)      Исходный с.умножается на код дважды, тогда как сигнал помехи умножается на код только один раз

Искусственное расширение спектра в подобных сис-ах  реализуется одним из 2х способов:

1)      метод прямого расширения спектра, когда информ.сообщении (исходящий узкополосный сигнал) умножают на кодовый сигнал, состоящий из Nэлементов(чипов), длительность которых в 10-ки раз меньше длительности передаваемого информ.бита.

2)       Метод скачкообразной перестройки частоты, когда каждый бит информ.сообщения  передается с помощью набора дискретных частот, задаваемого определенной код.послед-тью.

Принцип построения системы с прямым расширением спектра

концептуальную  схему:

Цифровой информ.с.х(t)(2х уровневый сигнал с f следования импульсов 1/Ти) поступает на 1й мод-р, представляющий собой умножитель с код.с. g(t) (2х уровневый сигнал с f следования импульсов 1/Тк, причем Ти>>Тк)

Т.о. S’ явл-ся сигналом с расш.спектром.

2й мод-р - модуляция сигнала несущей частотой ωо двоичным сигналом S’ с расш.спектром:

S(t)=S’(t)*ACos(ω0t)=x(t)g(t)ACos(ω0t), где: A=√2Ps - мощность сигнала

 

На приеме демодуляция производится с помощью вычисления корреляции/ повторной модуляции принятого сигнала синхр-ой копии код.с. g(t-Td), где

Td-это оценка приемника величины задержки во времени Td распространения сигнала м/у передатчиком и приемником.

При отсутствия помех сигнал коррелятора: r(t)=A_Lx(t-Td)g(t-Td), где:

A_L=A*L-амплитудный множитель

L-потери при распространении сигнала

на выходе коррелятора имеем: A_L x(t-Td)g(t-Td)g(t-Td’)= A_L x(t-Td) 

При Td’=Td произведение  g(t-Td)g(t-Td') будет =1, т.к. бинарное значение g(t)g(t)=0

 При наличии помех на входе коррелятора:

r(t)=сумм до М(A_Li*x_i(t-Td_i)g_i(t-Td_i)+I(t)

где: М-число одновременно передающих (активных) пользователей в системе связи

g_i(t-Td_i)-i-ый кодовый сигнал x_i- i-ый информационный сигнал I(t)- сигнал помехи.

На входе умножителя будем иметь: r(t)g(t-Td’)

Пусть :

1)      сигнал помехи I(t) явл-ся узкополосным

2)      Код.сигналы точно синхр-ы в приемнике и и передатчике, т.е. Td=Td’

3)      Код.сигнал явл-ся строго (квази) ортогональны сигналом, т.е. g_i(t)g_k(t)

Тогда на выходе коррелятора будем иметь: r’(t)= A_Lkx_k(t-Td_k)+I(t)g(t-Td_k’)

 После вых умножителя ставим узкополосный фильтр, пропускающий лишь модулированный полезный сигнал, т.к.сигнал помехи после умножителя будет широкополосным

Основные качественные оценки систем с расширенным спектром

 Количественным показателем качества цифрового приемника явл-ся отношение энергии приходящего на 1 бит (Ев) к спектральной мощности тепловых  шумов N0: Ев/N0

Энергия приходящаяся на 1 бит и скорость передачи данных R связаны соотношением: Eв=Ps*Tи=Ps/R, где Ps –мощность сигнала на приемной стороне

 Спектральная мощность шума определяется как: N0=к*Тш=к*Т0(Ш-1)=Кб*Т0*Ш, где:

 Тш-шумовая температура Т0=290ºК Ш- коэффициент шума приемника

В сис-х связи CDMA на вх приемника в качестве доп.шумов присутствуют интерф-ые шумы- это взаимное влияние от других АС работающих в одной полосе частот. Интерф.шумы м/выразить как:I0=СУММ(Pi)/W, где

n- количество АС в пределах соты одной БС Pi- мощность на приеме от каждой i-той АС

W- ширина полосы частот сигнала с расширенным спектром

 Т.о.отношение с/п на вых приемника сис-мы  с расш.спектром м/б записана как:

Eb/(N0+I)=Ps/R / N0+СУММ(Pi)/W

Т.к. выравнивание мощностей аб-их сигналов на входе приемника БС обязательно, то спектральная мощность интерф-ых помех создаваемые (n-1) посторонними аб-ми м/б определена как: I=(n-1)Ps /W

Тогда Eb/(N0+I)=…

 Мах число аб-ов на БС м/посчитать, зная треб-ое отношение с/ш

Пр.д/IMT-MC W=1/2288МГц (с/ш)_треб=6дБ Rголоса=9.6кбит/с

n_дБ=(W/R)_дБ-(с/ш)треб _дБ=10log(1.2288 10⁶/9.6 10³) – 6=15.1 n=10^nдБ/10=32 аб-та

 

Выигрыш при корр.обработке Gp - это  коэф.показывающий во сколько раз отношение с/ш  (или с/п) на вых ↑ по отношению с аналогичными величинами на входе.

выигрыш при обработке оценивается соотношением:Wpc/Wинф , где

Wpc- ширина полосы расш спектра

Wинф- минимальная ширина полосы инф сигнала

Поскольку  Wинф=1/Тинф=fинф=Rинф,

Wрс=1/Тинф + 1/Тк =(так как Тинф>>Тк)=1/Тк=fк=Rк, где

То Gp=Tинф/Tk=Rk/Rинф

физический смысл выигрыша при обработке в отношении сигнал/шум

1.мощность сигнала на вх приемника м/б в 10ки раз ↓ мощности помех, но при этом прием сигнала возможен при известной расшир.код.послед-ти

Имеем WCDMA(UMTS)

-чиповая скорость Rк=3.84 мчип/с

- скорость передачи речевого сообщения Rинф=9.6 кбит/с

получаем: Gp=400раз Gp=26 дБ

В то же время минимально необходимое (требуемое) отношение с/ш= 6 дБ для WCDMA при передаче речи. Тогда устойчивый прием возможен при: SNRвх=6-26=-20дБ

2.При заданной чиповой скорости будем иметь тем больший выигрыш, чем меньше скорость передачи данных пользователей.

 Gp для систем исп-их метод прямого расш.спектра и исп-их метод скачкообразной перестройки частоты

1.Gp=Rk/Rинф=NTk/Tk=N, где

N-кол-во чипов(длина код.послед-ти)

2.Gp=M∆f/Wинф, где M=2^m - число частот, формирующихся синтезатором частот

m- длина кодовой послед-ти

Δf- частотный разнос м|у соседними дискретными частотами синтезатора частот

Минимальное значение частотного разноса д/б больше ширины полосы информационного сигнала Wинф промодулированного сигналом передаваемого сообщения со скоростью fинф

Принцип действия корреляционного приемника в системах связи с расширенным спектром.

Упрощенная структура БС и АС:

Пусть в зоне действия БС в активном режиме нах-ся 3 АС: 3 разных инф-ых сообщения 3-м абонентам будут кодироваться 3-мя код.сигналами и после почипово суммируются. Полученный сигнал после модуляции излучается антенной БС. (временные диаграммы)

 На приеме после демодуляции рез-ий сигнал умножается на синхр-ую копию код.сигнала, почипово суммируется в пределах отчетов равных длит-ти инф-ого сигнала. Затем сигнал поступает на интегратор.(пр.с приемом сигнала)

 

Пр.когда *на произвол.код.послед-ть

  =>почиповое суммирование в пределах длит-ти бита и интегрирование приводит к тому, что значение сигнала оказывается близким к 0, отмеченный выше эффект называется выигрышем в отношении с/ш при обработке сигнала.

Как БС так и АС систем CDMA исп-ют корр.приемника, однако из-за многолучевого распространения сигнала от БС к АС и наоборот можно исп-ть множество кор.приемников д/восстановления энергии от множества лучей.

Совокупность кор.приемников -  rake-приемник. Изучает различные многолучевые задержки  на предмет кодовой корреляции, потом восстанавливает  задержанные сигналы, которые затем оптимально сочетаются с выходом других независимых корреляторов.

Принципы построения систем со скачкообразной перестройкой частоты.

Концептуальная схема ее построения:

 

 Принципиальная разница:

 В обычной сис-ме несущая с фикс.f модулируется символами данных инф-го сигнала. В методе со скачкообразной перестройкой частоты  f несущей скачкообразно изменяется по закону, кот.задается код.сигналом.

 S'(t)=x(t) A0cosω0t

 несущая определяется код.сигналом, на вых 2 мод-ра имеем:  S(t)=x(t) A0cosω0t*cos[ω(g(t))t], где

 cos[ω(g(t))t]- это набор частот, как ф-я от код.сигнала g(t).

 

П ри генерации кажд.нового чипа ген-р код.сигнала передает синт-ру частот частотное слово(послед-ть от 1 до m чипов) кот.определяет одно из М=2^m значений доступных частот, т.о.здесь эффект расширения спектра достигается за счет перестройки по закону кодового сигнала частоты несущей, значение кот.выбирается из имеющегося набора частот f1,f2…fm. Проиллюстрируем : частотная манипуляция FSK для простоты- бинарная FSK:

Системы с расш.спектром исп-ие метод скачкообразной перестройки частоты подразделяются на 2 категории:

1)      Система с медленной перестройкой - 1этапная схема модуляции

2)      Система с быстрой перестройкой - 2-х этапная схема модуляции.

 

Система с медленной перестройкой частоты

Скорость перестройки частоты передачи fn меньше скорости передачи инф-го  сообщения fи (fn< fи) Т.о.в интервале перестройки прежде чем осущ-ть переход на другую м/б переданы 2 и более битов инф-го сообщения.

Пр. 

 

В системе с быстрой перестройкой частоты скорость перестройки частот передачи fn больше скорости передачи инф-ого сообщения fи(fn> fи) в этом случае за время передачи одного бита частота  м/измениться в 2 и более раз, как это показано ниже:

Приведем схему rake-приемника:

 

Эффект многолучевости в системах CDMA приводит к 2-м последствиям:

1)      Энергия сигнала относящаяся к 1му чипу может поступать в приемник в различные моменты времени

2)      для определенного значения временной задержки имеется множество лучей почти равной длины, по которой распространяется сигнал. В результате в приемнике имеет место подавление полезного сигнала - быстрым замиранием

контр-меры:

1) Рассеянная энергия сигналов с задержкой складывается за счет исп-я множества каналов rake-приемника настроенные на те значения задержки τ с кот.поступают сигналы

2) Для смягчения проблемы связанной с замиранием мощности используются:

- Быстрое управление мощностью -Разнесенный прием (пространственный или поляризационный) 

принципы работы  rake-приемника:

 1)      Принимаемый сигнал X(t) поступает на М ||ых корр-ов. На 2ые входы корр-ов подаются код.сигналы с временными сдвигами τ1, τ2, τ3, соответствующие предсказанным задержкам многолучевых компонентов

2)      На вых кажд.корр-а в соотв.тракте  rake-приемника формируется отчет отклика на соответствующую компоненту вх.сигнала, который при безошибочном предсказании задержки точно совпадает с переданными символами данных аб-та

3)      Выравниватель задержки- компенсирует разницу во времени прибытия символов в каждый тракт rake-приемника

4)      Сведенные т.о. к одному и тому же моменту времени выходы корр-ов далее суммируются 

Заключение:

В системах связи, основанных на технологии CDMA, импульсы двоичных сигналов (информ.и кодового) в зависимости от процесса преобразования принято называть битами, символами или чипами. Для пояснения приведем обобщенную схему формирования сигнала с расширенным спектром в типичной системе связи CDMA:

Кратко приведем назначение этих функциональных блоков:

а) вокодер- переводит инф-ю в цифр.форму, осущ-я сжатие(кодирование) сигнала и уменьшая избыточность реч.сообщения (в случае передачи данных этот функциональный блок отсутствует, т.к. инф-ия уже  представлена в цифровом виде)

б) Кодек – осущ-ет кодирование инф-го сигнала, добавляя избыточность, и тем самым ↑помехоустойчивость. Позволяет исправлять 1е ошибки при приеме

в) Перемежитель - осущ-ет процесс перестановки символов в кодированной послед-ти, позволяя исправлять пакеты ошибок при приеме

г) Скремблер- осущ-ет шифрование(скремблирование) цифровой послед-ти уникальным неповторимым кодом, что позволяет различать абонентов друг от друга в системе связи CDMA и ↑защищенность каналов связи от несанкционированного доступа

д) расширение спектра и каналообразование

осущ-тся преобразование сигнала путем упр-ого расш.полосы частот , расширение производится при помощи спец.код.сигналов, вид и число кот.определяет вид и число каналов в системе СDMA

е) модулятор – осущ-ет процесс модуляции сигнала несущей частотой ω0 двоичным цифровым инф-м сигналом

 

на приемной стороне функц-е блоки осущ-т обратную задачу аналогичную блокам на передающей стороне

Требования к кодовым сигналам

Задачи код.послед-ти в системе с расш. спектром:

1)Осущ-ие расш./сжатия спектра модулированного сигнала с целью ↑/↓ ширины полосы частот при передаче/приеме

2)Осущ-ие разделения сигналов различных пользователей (разных каналов трафика)исп-х при передаче одну и ту же полосу частот. 

кодовые послед-ти должны обладать спец.корр-ми св-ми:

1)Автокорреляционная функция

Ra(t)- мерой соответствия м|у сигналом f(t) и его копией сдвинутой по времени на величину τ

АКФ чисто случайного сигнала(белый шум) принимает значения: 

Код Баркера. Картинка.

2)Взаимная корреляционная функция

Rвз(t)- является мерой соответствия 2-х различных сигналов f1(t) и f2(t) при сдвиге во времени на величину τ.

Кодовый сигнал в системе с расш спектром должен вып-ть роль ключа для кажд пользователя , позволяя приемнику выделять предназначенный конкретному пользователю инф сигнал, очевидно, что кодовые послед-ти должны выбираться т.о., чтобы Rвз  между любой парой разных кодовых сигналов  была близка к 0, при любых τ-истинно случ.код.послед-ти

свойства  для проверки на случайность:

1)Сбалансированность:

Для кажд интервала послед-ти кол-во двоичных единиц должно отличаться от числа двоичных нулей не больше, чем на один элемент

2)Цикличность

Цикл - непрерывная послед-ть одинаковых двоичных чисел. Появление иной двоичной цифры автоматически начинает новый цикл

Длина цикла равна количеству цифр в нем. Требование цикличности - в каждом фрагменте послед-ти приблизительно половину должны составлять циклы обоих типов(т.е. двоичных 0 и двоичных 1) длиною равной 1, примерно ¼ длиною 2, примерно 1/8 длиною 3 и т.д.

3)Корреляция

Если часть послед-ти и ее  циклично сдвинутая копия поэлементно сравниваются, то необходимо , чтобы число совпадений отличалось от числа не совпадений не более , чем на 1

Вся совокупность кодовых последовательностей применяемых в CDMA делится на 2 основных класса:

1)Ортогональная (Квазиортогональные )

2) Псевдослучайные последовательности

Псевдослучайные коды(последовательности)

Наряду с ортогональными кодами важную роль в системах с расширенным спектром играют ПСП, среди которых наибольшее значение получили:

-М-последовательности -коды Голда -коды Кассами

Формированеи М-послед-ти осущ-ся системой из n-линейных регистров хранения и сдвига и K сумматоров по |2|, а так же контура ОС. Длина М-послед-ти определяется кол-м сумматоров и мах может составить М=2ⁿ-1.

Мах достижимое значение АКФ: Ra(τ)=

Пр: Тогда на выходе регистра Х4 при каждом новом такте будем иметь:

1 такт               1000               0

2такт               0100               0

3такт               0010               0        

4такт               1001               1    

16такт             1000               0    ↑

Проверим данную последовательность на случайность

А) проверка на сбалансированность

Количество «1» -8 Количество «0»-7     - сбалансирована

 Б) Проверка на цикличность:

Всего 8 циклов. половина из этих циклов(т.е. 4) имеет длину =1 1/4  (т.е 2) имеет длину =2 -циклична

В) Проверка на корреляцию

Сравниваем с первоначальной - данная послед-ть корр-на

Т.к все 3 условия выполняются , то данная последовательность является псевдослучайной.

 Коды Голда

Формируются на основе 2-х специально подобранных М-послед-ей и их посимвольного сложения по |2|.( рис)

Т.к. обе М-послед-ти имеют одну и ту же длину М и тактируются единым генератором , то и формируемая послед-ть Голда будет иметь длину равную M=2^x+y-1

Коды Кассами

Реализуются с помощью 3-х последовательно включенных М-послед-ей, которые так же подбираются исходя из критерия предпочтительности с различными ОС:

где m' и k'- циклические сдвиги кодов генерируемых регистрами y и z соответственно

Генераторы кодов формируют кодовые послед-ти с заданными св-ми только в том случае, если y и z М-послед-ти имеют различные относительно друг друга циклические сдвиги задаваемые m' и k'

для любой пары кодовой последовательности  Кассами обеспечиваются максимальные значения автокорреляционной функции равные: Ra(τ)=

Ортогональные коды

Среди ортогональных кодов в системе с расш.спектром наибольшее распр-е получили ф-и Уолша. Генерация ф-ий Уолша осуществляется на основе матрицы Адамара:

 Каждая строка матрицы Адамара (столбец) представляет отдельную ф-ю Уолша

особенность функции Уолша: при поэлементном  сравнении 2-х любых функций Уолша, число совпадений всегда равно числу несовпадений , этот означает ,  что коэф. взаимной корреляции 2х различных функций Уолша всегда равно 0, при нулевом сдвиге

Ортогональным кодом, в частности ф-и Уолша присущи 2 принципиальных недостатка:

1)Мах число возможных кодов ограничено их длиной, они имеют ограниченное адресное пространство. Как выход для расширения ансамблей сигналов на ряду с ортогональным используются Квазиортогональные последовательности

2)Ф-я взаимной корреляции равна 0 , лишь при отсутствии временного сдвига между кодами , поэтому исп-е ортогональных кодов возможно только в точно синхр-ых системах, это приводит к тому, что на кажд БС CDMA стоит приемник GPS, для того чтобы синхр-ть БС.

Первоначальная синхронизация

Особенность методов первоначальной синхронизации- это определение корреляции полученного и сгенерированного сигнала с целью создания меры их схожести. Затем эта мера сравнивается с пороговой величиной для определения синхронный ли сигнал, если да, то приемник выходит к этапу сопровождения, если нет, то приемник изменяет фазу (или частоту) сгенерированного кодового  сигнала и вновь проверяет корреляцию.

Среди методов первоначальной синхронизации различают:

1)      Метод параллельного поиска

2)      Метод последовательного поиска

3)      Метод последовательной оценки

Пусть шумы и интерф-я при распростр-и сигнала от БС к АС отсутствует.

Тогда сигнал на входе приемника:

r(t)=A_Lx(t-Td)g(t-Td)Cos(w0(t-Td)+φ)

Упрощенная схема первоначальной синхр-ии исп-й метод послед-ого поиска м/б представлена:

Процедура первоначальной синхронизации:

1)      Ключ находится в  положении 1

Т.к. синхр-я пока отсутствует, то временное положение  кодовых послед-тей  g(t-Td) и g(t-iTk) не согласованны, в рез-те на выходе умножителя имеем r’(t)=A_Lx(t-Td)g(t-Td)Cos(w0(t-Td)+φ)g(t-iTk)

 Где i=0,1,2,3,….. –целые числа

Тк- длительность чипов кодового  сигнала

 2)      Полученный сигнал r'(t) имеет оч.широкий спектр, следовательно низкий уровень  спектральной мощности , поэтому после узкополосной фильтрации и выделения огибающей уровень сигнала будет весьма низким. Сигналы на выходе интегратора и компаратора так же имеют низкий уровень , ниже порогового значения Uпор

3)      Ключ переводится в положение 2, если вых уровень компаратора в момент времени iTk ниже порогового значения Uпор, тоГУН производит подачу тактового импульса на генератор кодового сигнала, в рез-те генератор кодового сигнала формирует новую кодовую послед-ть , принудительно задержанную относительно предыдущей на iTk секунд. Затем производится сброс интегратора и ключ вновь переводится в положение «1»

4)      Поиск продолжается с повторением шагов 1-3, каждая такая операция происходит через  iTk секунд. Процедура завершается когда время задержки Td ≈nTk, причем (Td-nTk)=Δτ≤|Tk/2|

  Или -Tk/2 ≤ Δτ≤ Tk/2

После завершения поиска имеем:

rвых(t)= A_Lx(t-Td)g(t-Td)Cos(w0(t-Td)+φ)g(t-nTk)= A_Lx(t-Td)g(t+∆τ)Cos(w0(t-Td)+φ)

Высокий уровень на выходе компаратора свидетельствует о завершении этапа первоначальной синхронизации , после чего начинается этап сопровождения или достижения идеальной синхронизации.

Оценка емкости сети системы  с расширенным спектром.

 емкость сети сотовой связи на базе технологии CDMA пропорциональна  коэф. расширения спектра, т.е.:

n-1=Gp/SNRтреб=(W/R) / (Eb/N)треб     (1) , где:

Gp=W/R- это коэф расширения спектра (выигрыш при корр.обработке)

n- количество одновременно обслуживаемых абонентов в пределах одной БС.

емкость сети CDMA ограничивается уровнем интерф-и, обусловленной другими МС, одновременно занимающими одну и ту же полосу частот. При передаче голоса в радиоканале от 40 до 60 % составляют паузы между речевыми сообщениями. Т.к. во время пауз излучение МС отсутствует, то энергия приходящаяся на 1 бит: Eb=Ps*a/R   (2)  ,где

a- коэффициент речевой активности, a=0.4-0.6

Тогда с учетом (2) емкость сети CDMA можно определить как: n=(W/R)/a*SNRтреб        (3)

Обычно БС имеет не одну антенну с круговой ДН, а 3 антенны с направленными ДН или более (4,6 или как исключение 12)

В случае исп-я секторных антенн на БС емкость БС определяется как:

n=(W/R)/a*SNRтреб   *ma         (4) , где:

ma-коэффициент секторизации, кот.в идеале равен кол-ву секторов на БС, однако на практике из-за отклонения реальных характеристик антенн, а именно:

- частичное взаимное перекрытие основных лепестков ДН секторных антенн

- паразитное влияние  боковых лепестков, ma достигает своего мах значения  только в односекторной соте .В 3-х секторной соте действующее значение ma составляет около 85% от своего максимума.

До сих пор мы предполагали, что БС действует изолированно от других БС. Если рассматривать сеть БС, чтоо на практике и имеет место, то необходимо учесть так же влияние соседних секторов БС на работу собственного сектора БС

Как показали исследования вклад доп.интерф-ых шумов от соседних секторов БС составляет порядка 35% интерф-х шумов в собственном секторе БС, т.е:

Nсум=N0+I0+I₀взаим=N₀+1.35I₀   (5)

С учетом этого при оценке емкости собственной БС необходимо ввести коэффициент Fe, учитывающий влияние соседних БС. Тогда емкость сети CDMA можно определить как:

 n=(W/R)/a*SNRтреб   *ma*Fe          (6)

если принять уровень интерф-х шумов от соседних БС как 0.35I₀ , то значение Fe будет составлять: Fe=0.65

Точная синхронизация

Среди схем осуществляющих точную синхронизацию в системах с расширенным спектром различают:

А)Когерентные контуры слежения

Б)Некогерентные контуры слежения

Когерентный контур - заранее известна частота несущего колебания  принимаемого сигнала.

В сис-мах связи на основе CDMA исп-ся некогерентные контуры слежения. Среди них различают:

А)Контур автоподстройки по задержке

Б) Контуры внесения искусственных флуктуаций

 

Рассмотрим осуществления  точной синхронизации некогерентного контура автоподстройки по задержке, упрощенная блок-схема:

Вначале этого этапа синхронизации временное рассогласование кодовых сигналов лежит в пределах длительности одного чипа кодового сигнала. Процедура осуществления точной синхронизации происходит следующим образом:

1)      Ген-р кодсигнала формирует опорное ПСП 2-х типов с опережением и запаздыванием относительно принимаемого код.сигнала. 

Поэтому сигналы на выходе соответственных перемножителей:

Vзап(t)= A_Lx(t-Td)g(t+τ)g(t+∆τ+τ-Tk/2)Cos(w0(t-Td)+φ)

Vоп(t)= A_Lx(t-Td)g(t+τ)g(t+∆τ+τ+Tk/2)Cos(w0(t-Td)+φ)

Проходя через фильтр ширина полосы пропускания которого существенно уже чем ширина спектра ПСП огибающие сигнала Vзап(t)  Vоп(t) будут усредняться. В то же время среднее значение произведений:

g(t+τ)g(t+∆τ+τ ± Tk/2) представляют собой АКФ кодовых

2)      Детекторы огибающей выделяют огибающую сигналов:Vзап и Vоп в связи с чем исключается модуляция принимаемого сигнала, поэтому на выходе детекторов получим:

Uз(t)= A_Lx(t-Td)|Ra(∆τ+τ-Tk/2)|

Uо(t)= A_Lx(t-Td)|Ra(∆τ+τ+Tk/2)|

Следовательно управляющий сигнал  y(τ)  на выходе сумматора будет определяться разностью 2-х АКФ:

y(t)=Uз(t)-Uо(t)= |Ra(∆τ+τ-Tk/2)|-|Ra(∆τ+τ+Tk/2)|

Организация абонентского доступа в стандарте IMT-MC

В течении штатного функционирования системы IMT-MC   МС может  находится в одном из следующих режимов:

1)      инициализация МС

2)      ожидание

3)      доступ в систему

4)      контроль канала трафика

Рассмотрим каждый из этих режимов более подробно:

Инициализация

После вкл питания МС приступает к

А) МС определяет с каким типом системы CDMA она будет работать (IS-95 или IMT-MC) После принятия решения МС определяет значение несущей, сканируя в пределах выделенной полосы частот и переходит к этапу (Б)

 Б) Синхронизация по сигналу пилотного канала

МС осущ-ет поиск наиболее мощного пилот-сигнала БС, подстраивает под этот сигнал циклические сдвиги коротких ПСП, тем самым синхронизируется с БС. На выполнение данного этапа отводится строго определенный отрезок времени, если в течении этого времени захвата пилот-сигнала непроисходит, то МС возвращается к предыдущему этапу, если происходит , то МС переходит к сканированию канала синхронизации, используя тот же циклический сдвиг короткой ПСП, что и пилот-сигнал

 В) Выделение синхро-сигнала

При захвате синхросигнала МС получает доступ к следующей информации:

точное время в системе; идентификаторы БС и MSC; параметры длинной ПСП; значение мощности сигнала в пилотном канале; скорость передачи данных в канале пейджинга

На этап (В) так же отводится строгий отрезок времени, если МС не удается принять синхросообщение , то возврат к предыдущему этапу, иначе переходим в режим ожидания

Ожидание

МС осуществляет просмотр канала пейджинга. Данная процедура, целью которой  является прием сообщений пейджинг-канала выполняется в 3-х режимах:

А)непрерывный просмотр

Б)  МС «договаривается» с БС в какой промежуток времени ей будут передаваться сообщения канала пейджинга

В)  для каждой МС передаются лишь 2 битовые последовательности –индикаторы того, следует ли МС продолжать слежение за пейджинг-каналом или нет. 

Переход в режим Б) дает экономию в энергопотреблении в 4 раза, в В) еще в 4 раза.

Режим доступа

Переход МС из режима ожидания в режим доступа происходит в результате одного из следующих событий:

1)      Прием МС сообщения по каналу вызова, которое требует либо подтверждения, либо ответа

2)      Инициирование вызова со стороны МС

3)      Осуществление МС регистрации в сети

МС и БС обмениваются сообщениями по каналу пейджинга (down-link) и каналу доступа (up-link). В зависимости от причины перехода в режим доступа МС выполняет одну из следующих процедур:

А) Обновление информации полученной в сообщении типа заголовок

Б) Ответ на вызов

В) инициирование вызова со стороны МС

Г) Регистрация

Д) Ответ на команду или сообщение БС

 

3) Зависимость управляющего сигнала y(τ)   от τ имеет следующий вид:

 Если y(t)>0, то этот положительный управляющий сигнал указывает ГУН ↑ f следования ПСП,что в свою очередь приводит к  ↓ задержки τ, если y(t)<0 , то все наоборот, т.е. этот отрицательный управляющий сигнал указывает ГУН ↓f следования ПСП  и время задержки τ возрастает.

Процесс осуществления точной синхронизации считается завершенным, если в результате найденного значения τ  произведение g(t+τ)g(t+∆τ+τ ± Tk/2) =1, что дает в итоге на выходе коррелятора суженный сигнал Z(t) , в последствии Z(t)  подается на вход обычного демодулятора данных.

Недостатком данной схемы сопровождения является  то, что цепи опережения и запаздывания должны быть точно синхронизированы, иначе y(t) будет сдвинут по фазе и соответственно его значение будет не нулевым, при нулевой ошибке

Регистрация МС (соединение с БС)

Поскольку возможно установление нескольких МС с одной и той же БС, то возникает проблема столкновений.

В IMT-MC данная проблема решается 2-мя способами:

1)      БС организует раздельную работу МС путем назначения им различных каналов доступа, установив некоторое значение параметра ACC_CHAN в сообщениях о параметрах доступа. В этом случае МС случайным образом выбирает номер канала доступа в интервале от 1 до ACC_CHAN

2)      Второй способ заключается в рандоминизации времени передачи  сообщений различных МС. Суть этого способа соединения с Б основана на таком понятии как попытка доступа. Каждая попытка доступа включает последовательность проб, т.е. передач с нарастающей мощностью(см. рис).

После излучения запросного пакета МС ожидает ответа подтверждения от БС в течении опред.времени. Если ответное сообщение на запрос будет получено за время ожидания, то попытка доступа считается успешной, если подтверждение не получено, то МС ↑свою мощность и снова запрашивает доступ в случайное время. 

Режим контроля канала трафика

Этот режим функционирования МС наступает либо  после этапа ответа на вызов, либо при успешном завершении инициирования вызова и установления связи с БС. В данном режиме МС осуществляет обмен информацией с БС используя канал прямого и обратно трафика.

Основные этапы:

А) инициализация канала трафика

Б) ожидание команды

В) ожидание ответа

Г) Разговор абонентов (или передача данных)

Д) Завершение разговора (передачи данных)

Управление мощностью в системах с расширенным спектром

 Важнейшей задачей любой сотовой  системы связи в том числе и системой с расширенным спектром является достижение максимально возможного количества одновременно обслуживаемых абонентов в одном секторе БС.

В системах на основе технологии CDMA это достигается в том случае , если Eb/N>(Eb/N)треб   

 Полагая, что I>>N0 то Eb/I=PsW/R /сумм(Pi)

 для достижения  мин Eb/N необходимо чтобы мощности на входе приемника БС от всех МС были одинаковыми, т.е P1=P2=…=Pi-1=Pi=Pn-1=Ps  (*)

Тогда Eb/N=(W/R) /(n-1)

Отсюда, теоретически достижимое кол-во одновременно обслуживаемых абонентов: n-1=(W/R) / (Eb/N)треб

Т.о. достижение условия (*) является ключевым в системах CDMA для обеспечения мах емкости в секторе БС

Основные требования на характер управления мощностью в CDMA:

1)      Расстояние между различными МС расположенными в зоне обслуживания БС и местом размещения БС может различаться в 100 раз, что приводит к тому, что уровень сигнала на БС от  разных МС может различаться на 80 ДБ в том случае, если они излучают одинаковую мощность.

Вывод: должен использоваться метод управления мощностью  МС с достаточно высоким динамическим диапазоном.

  2)      Явление многолучевости  приводит к появлению замираний принимаемого БС сигнала от МС  при перемещении МС, причем глубина этих замираний может достигать 30 ДБ

Вывод: Должен использоваться адаптивный метод управления мощностью МС, способный отслеживать замирания сигнала МС.

 

С целью реализации изложенных треб-й упр-я мощностью в системах сотовой связи с расш спектром предусматривается три одновременно действующих механизмов регулировки мощности:

А) В прямом канал (БС-МС), по типу «разомкнутая петля»

Б) В прямом канале (БС-МС), по типу «замкнутая петля»

В) В обратном канале (МС-БС)

А)  по типу «разомкнутая петля» (открытый цикл):

МС после включения ищет пилот-сигнал БС, после синхронизации с БС МС получает от БС первоначальную служебную инф-ю о параметра сети, среди которой содержатся сведения об уровне мощности излучаемого БС «пилот-сигнала» Рбс.

МС при приеме пилот сигнала измеряет его уровень Рпр.мс. Далее МС производит вычисления для определения той мощности, которой МС необходимо излучить в сторону БС.

Принцип вычисления основан на следующем:

Рассмотрим обратный канал МС-БС. Минимально необходимый уровень SNR при приеме на БС сигнала от МС равен: SNR=Pмс-L-P_N, дБ (1)

Pмс- в Дбм- мощность излучения МС P_N- мощность тепловых и интерф-ых шумов в ДБ

L- потери на трассе между МС и БС Тогда: Pмс=SNR+L+P_N,дБ  (2)

Рассмотрим теперь прямой канал БС-МС.

Принимаемая мощность на МС очевидно можно определить как: Pприема мс=Pбс-L, дБм  (3),  где:

Pбс- мощность излучения БС, ДБм Из (3) имеем, что: L=Pбс-Pприема мс

И подставляя эту формулу в (2)  окончательно получим:

Pмс=SNR+Pбс-Pприема мс+P_N,(4) где:

 SNR+P_N - const, ДБ

 Задавшись требуемой величиной  c/ш и эмпирически заданной величиной P_N можно определить требуемую величину излучения МС. На практике величина const определяется стандартом системы CDMA , а измерение Pприема мс и  регулировка Pмс на основе выражения (4) по типу «разомкнутая петля» происходит с периодичностью менее 50 мс

Схема формирования пилот-канала и синхроканала в IS95

IS-95 исп-ся 3 кодовые послед-ти: код Уолша, короткий и длинный коды.

В прямом канале:

 Код Уолша (64) - кодовое разделение на 64 канала CDMA и осуществление прямого расширения спектра инф-го сигнала.

Короткий код (2¹⁵-1) - разделение сигналов БС по величине циклического сдвига(разделение секторов БС)

Длинный код (2⁴²-1)-определяет адресный признак АС.

БС стандарта IS-95 может одновременно передавать сигналы по 64 каналам, что определяется количеством используемых функций Уолша.

Из них: 1 – пилотный(w0) 1- синхроканал(w32) 1-7(w1-w7) пейджинговых Остальные (55-61)(w8-31 и ц33-63) для трафика.

Рассмотрим обобщенную схему формирования прямых каналов на БС в стандарте IS-95: