Добавил:
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:
Скачиваний:
11
Добавлен:
12.02.2014
Размер:
877.57 Кб
Скачать

37. Импульсные сигналы (ИС).

ИС могут быть различной формы: прямоугольные, пилообразные, экспоненциальные и т.п.

Применение ИС обусловлено большим КПД ИУ, более высокой точностью, меньшей зависимостью от температуры, большей помехоустойчивостью, а также простотой представления информации в импульсной форме. На применении ИС основана цифровая вычислительная техника. Реальная форма прямоугольного импульса в общем случае имеет вид:

Параметрами импульсов являются:

  • амплитуда;

  • длительность импульса;

  • длительность фронта;

  • длительность среза;

  • спад вершины;

амплитуда импульса UM определяет наибольшее значение напряжения ИС. Длительность импульса tИ – это продолжительность импульса во времени. Чаще всего ее измеряют на уровне половины амплитуды 0,5UM. Иногда tИ определяется на уровне 0,1UM. При малых продолжительностях фронта и среза длительность импульса определяют по его основанию. Длительности фронта и среза – tФ и tС – характеризуют время нарастания и спада импульса. Как правило, tФ и tС определяются промежутками времени, изменение напряжения импульса между уровнями 0,1UM и 0,9UM . спад вершины импульса и его относительная величина/UM характеризуют уменьшение напряжения на плоской части импульса. Чем меньше tФ ,tС и , тем ближе форма импульса к идеальному и тем выше КПД ИУ.

Параметрами последовательности импульсов являются:

  • период их следования T;

  • частота повторения f;

  • длительность паузы tП;

  • скважность Q;

  • коэффициент заполнения ;

Периодом повторения Т называется интервал времени между одинаковыми точками двух соседних импульсов, например, между началами.

Частотой повторения f называется количество импульсов в единицу времени. Она является величиной, обратной периоду повторения: .

tП – интервал времени между окончанием предыдущего импульса и началом последнего: .

Q – скважность: .

Величина, обратная скважности, называется коэффициентом заполнения :.

38. Ключевой режим работы транзистора.

Основой схем импульсной и цифровой техники является транзисторный ключ, т.е. каскад на транзисторе, работающем в двух режимах: насыщенный (ключ открыт) и отсечки (ключ закрыт). Транзисторный ключ может быть построен по схемам с ОБ, ОЭ и ОК, однако, наибольшее распространение нашел ключ по схеме с ОЭ. Его схема с транзистором p-n-p-типа и выходные характеристики с линией нагрузки имеют вид:

Линия нагрузки аб описывается уравнением: . А точки ее пересечения с ВАХ транзистора определяют напряжение на элементах и ток в выходной цепи.

Рассмотрим режим отсечки транзистора.

Это есть режим запертого состояния, осуществляется подачей на его вход напряжения «+» полярности (UBX > 0. На рисунке а без скобок). При этом эмиттерный переход транзистора запирается и его IЭ = 0, а через резисторы RK и RБ протекает обратный тепловой ток коллекторного перехода IK0. этому режиму на ВАХ соответствует точка MЗ (рис. б). Значение тока IK0 является параметром режима отсечки. Чем он меньше, тем лучше. Величину запирающего напряжения UBX+ выбирают из условия, чтобы при протекании IK0 через RБ выполнялось соотношение:

(1).

Рассмотрим режим насыщения транзистора (открытого состояния).

Он достигается подачей на вход транзистора напряжения противоположной полярности (UBX < 0, на рис. а в скобках) и заданием определенной величины IБ. Этому режиму на ВАХ соответствует точка М0. при увеличении отпирающего IБ ( от нулевого значения) рабочая точка из положения МЗ будет перемещаться вверх по линии нагрузки, IК расти, а напряжение UКЭ – уменьшаться. До некоторой величины (IБ нас) будет сохраняться пропорциональная связь между IК и IБ :

(2),

где - статический или усредненный коэффициент передачи тока транзистора в схеме с ОЭ (а не дифференциальный, характеризующий режим малого сигнала).

Полному открытию транзистора при iБ = IБ нас соответствует точка М0 на ВАХ. При этом через него и через резистор RК протекает ток:

(3),

где UКЭ нас падение напряжения на открытом и насыщенном транзисторе. Это напряжение в зависимости от типа транзистора лежит в пределах от 50млВ до 1В, поэтому можно считать, что:

(4).

Отсюда IБ, при котором транзистор полностью открыт и насыщен:

(5).

При дальнейшем увеличении IБ остаточное напряжение UКЭ нас остается практически неизменным, т.к. все коллекторные характеристики при IБ > IБ нас проходят через точку М0. Режим работы открытого транзистора при iБ > IБ нас называется насыщенным, а отношение S = IБ / IБ нас – коэффициентом насыщения транзистора. В режиме насыщения транзистор устойчив к воздействию входных помех и изменение коэффициента , например, с температурой. Коэффициент насыщения в связи с этим выбирается в пределах от 1,5 до 3.

39. Импульсный режим ОУ. Компараторы.

При использовании ОУ в импульсном режиме на его входы подаются напряжения, превышающие их при работе в линейном режиме, поэтому выходное напряжение ОУ в импульсном режиме равно его максимально возможной величине UВЫХ+ или UВЫХ-.

Работу ОУ в импульсном режиме рассмотрим на примере компаратора, осуществляющего сравнение измеряемого UВХ с опорным UОП.

Опорное напряжение представляет собой неизменное по величине и полярности напряжение, а входное изменяется во времени. При достижении UВХ уровня UОП происходит изменение полярности выходного напряжения ОУ. При UОП = 0 компаратор осуществляет фиксацию момента перехода UВХ через 0. в этом случае его еще и называют «нуль органом».

На рис. а приведена схема компаратора, на рис. б – диаграммы его работы, на рис. в – передаточная характеристика компаратора.

Выходным напряжением ОУ U0 является: U0 = UВХ – UОП, поэтому при UВХ < UОП, т.е. U0 < 0, выходное напряжение ОУ: UВЫХ = UВЫХ+, а при UВХ > UОП, т.е. при U0 > 0 : UВЫХ = - UВЫХ-.

За счет большого коэффициента усиления ОУ малейшая разность напряжений между инвертирующим и неинвертирующим входами, т.е. между UВХ и UОП, приводит к скачкообразному изменению полярности выходного напряжения ОУ.

При изменении подключения входного и опорного напряжений по входам произойдет инверсия передаточной характеристики компаратора (пунктир на рис. в).

40. Триггер Шмитта на основе ОУ.

Триггером Шмитта на основе ОУ называется компаратор с гистерезисом передаточной характеристики. Это устройство также называют «пороговым».

Триггер Шмитта на ОУ реализуется при охвате его ПОС-ю по неинвертирующему входу. Его схема и передаточная характеристика имеют вид:

Переключение триггера Шмитта в состояние UВЫХ- происходит при увеличении UВХ до напряжения (порога срабатывания) UСР, а в состояние UВЫХ+ при уменьшении UВХ до напряжения (порога отпускания) UОТП. Учитывая, что U0 = 0 в моменты переключений, найдем UСР и UОТП :

откуда ширина зоны гистерезиса (на рис.в – UГ):

Если UОП =0, то напряжение

т.е. ширина зоны гистерезиса не изменилась, а UСР и UОТП имеют разный знак. Т.о., передаточная характеристика в этом случае имеет вид:

Такая схема является основной для построения генераторов импульсов на ОУ. Важнейшими параметрами ОУ, работающего в импульсном режиме, является их быстродействие, которое оценивается задержкой срабатывания и временем нарастания выходного импульса напряжения.

41. Симметричный мультивибратор на основе ОУ.

Мультивибратором называется генератор периодической последовательности импульсов напряжения прямоугольной формы и имеющих 2 неустойчивых состояния. Мультивибраторы, как правило, используются в качестве задающего генератора, выходные импульсы которого несут какую-либо информацию. Информацией может служить частота импульсов или их период, длительность импульсов или их скважность, моменты формирования фронта или среза импульса.

Симметричным мультивибратором (СМВ) называется мультивибратор, генерирующий импульсы, длительность tИ равна длительности пауз tП . Основой СМВ на ОУ служит компаратор с ПОС и нулевым UОП .

Схема СМВ и диаграммы его работы имеют вид:

Автоколебательный режим работы создается за счет подключения к инвертирующему входу ОУ времязадающей цепи, состоящей из резистора R и конденсатора C.

Принцип действия СМВ: пусть в момент времени t0 UC – UR1 = U0 > 0, тогда UВЫХ = - UВЫХ-. На резисторе R1 напряжение:

Отрицательное напряжение на выходе ОУ обуславливает экспоненциальный заряд конденсатора С через резистор Rс полярностью, указанной на рис. а без скобок. В момент времени t1 напряжение на конденсаторе С UС достигает величины UR1 и напряжение U0 меняет полярность. Это обуславливает скачкообразное изменение полярности на выходе ОУ на положительную: UВЫХ = + UВЫХ+. UR1 также меняет свою полярность: . В этом случаеU0 < 0, а выходное напряжение поддерживается положительным.

С момента времени t1 конденсатор С перезаряжается через R от уровня на положительное напряжение под действием напряжения UВЫХ+.

В момент времени t2 UC достигает UR1. При малейшем превышении UС над UR1 напряжение U0 становится положительным, что вызывает смену полярности напряжения на выходе ОУ на отрицательную.

Далее процессы повторяются

Частота импульсов СМВ:

(1)

Процесс перезаряда конденсатора С через резистор R под действием источника напряжения в интервале [ t1; t2 ] описывается уравнением:

(2) , где - постоянная времени перезаряда конденсатора С.

(3).

Подставляем значения напряжений в формулу (2):

(4).

Учтем, что в момент времени t2: , найдем длительность импульсаtИ = t2 – t1:

, откуда:

(5), а частота импульсов:

Ток IK равен сумме приведенных к коллекторной обмотке трансформатора токов базы и нагрузки:

(2)

На этапе регенерации , гдеUW k – напряжение на WК, rBX – входное сопротивление транзистора, а . Подставим (2) в (1), с учетом формул дляIБ и IН и найдем условие, необходимое для развития прямого блокинг-процесса:

(3)

Длительность фронта импульса, tФ = t2 – t1 в блокинг-генераторе составляет доли микросекунды. В течение интервала [t2, t3 ] = tИ транзистор находится в насыщении, т.е. , аIК , протекающий через WK, равен сумме трех составляющих: приведенного к коллекторной обмотке тока нагрузки и тока базы, а также тока намагничивания, т.е.(4).

обусловлен приложенным к обмотке напряжением EK формой петли гистерезиса сердечника и индуктивностью LK обмотки WK. Величину LK выбирают так, чтобы амплитуда . При этомизменяется почти по линейному закону, что обуславливает постоянство величиныUH в течение tИ. В интервале tИ конденсатор С заряжается от цепи +WБ – общая шина – эмиттерный переход VT1 – С – R – (- WБ ).

IБ убывает по экспоненциальному закону. Длительность импульса зависит от величин R, rBX, C, nБ, .

В момент времени t3 транзистор выходит из насыщения, а в интервале [t3; t4 ] = tСРЕЗА приблизительно = tФРОНТА развивается обратный блокинг-процесс, заканчивающийся запиранием транзистора. Закрытое состояние поддерживается запирающим напряжением конденсатора С, прикладывающимся через R и WБ к VT1.

При запирании VT1 на WK возникает ЭДС самоиндукции, препятствующее уменьшению , диодVD2 открывается и энергия, запасенная в магнитном поле импульсного трансформатора рассеивается на R1.

Ток уменьшается с постоянной времениLK / R1 и в момент времени t5 становится равным 0. величина выброса напряжения на WK: . ВеличинуR1 выбирают небольшой порядка десятков Ом из соображения снижения UВЫБР.

Т.к. .

Без цепи VD2 – R1 UВЫБР достигает нескольких десятков Вольт. Транзистор вновь открывается, когда UC приблизительно = 0.

Длительность паузы определяется емкостью конденсатора С и величиной суммарного сопротивления R+RБ цепи разряда конденсатора.

БГ, как и МВ, может работать в режимах синхронизации, деления частоты и ждущем режиме. На его основе синтезирован «двухтактный БГ» или «генератор Роера».

42. Несимметричный мультивибратор на основе ОУ.

Он характеризуется тем, что длительность импульса не равна длительности паузы. Это достигается введением различных постоянных времени перезаряда во время импульса и паузы. Схема несимметричного мультивибратора и диаграмма его выходного напряжения имеет вид:

Различные постоянные времени получаются при введении неодинаковых по величине резисторов и, тогда при «+» полярностиUВЫХ открыт диод VD1 и постоянная времени равна , а при «-» полярности ток приводит диодVD2 и .UВЫХ при <имеет вид, приведенный на рис. е. ДлительностиtП и tИ вычисляются по уравнению (7) с подстановкой исоответственно, а частота по формуле:

. Регулировка скважности импульсов может осуществляться установкой переменного резистора вместо (на рис. д пунктиром). При этомtИ = const.

Дополнительный резистор RД необходим для ограничения выходного тока DA1 при = 0. Регулирование скважности при постоянной частоте импульсов может осуществляться по схеме(Ж):

+ =R

43. Одновибраторы на основе ОУ.

Одновибратором (ОВ) называется генератор импульсов прямоугольной формы с двумя состояниями, одно из которых неустойчивое, а другое – устойчивое.

Исходное состояние – устойчивое, в нем ОВ может находиться сколь угодно долго, поэтому его называют режимом ожидания, а ОВ еще и ждущим МВ (мультивибратором).

В неустойчивое состояние ОВ переходит при воздействии внешнего короткого запускающего импульса и находится в этом состоянии в течение длительности импульса tИ, определяющегося параметрами внешних навесных элементов (резисторов и конденсаторов), затем ОВ вновь переходит в устойчивое состояние. Наиболее распространенная схема ОВ и диаграммы его работы имеют вид:

Основой этой схемы служит схема по рис. а, который параллельно конденсатору С подключен к диоду VD1, за счет чего и создается ждущий режим работы. Для указанной на рис. з полярности подключения диода VD1 запускающий импульс должен быть «+» полярности.

В исходном состоянии напряжение на выходе ОУ равно – UВЫХ, поэтому:

.

А напряжение UС равно падению напряжения на открытом диоде, т.е. UС приблизительно равно 0.

При подаче в момент времени t1 запускающего импульса «+» полярности, ОУ переводится в состояние с UВЫХ = UВЫХ+, в этом случае , а конденсатор С начинает заряжаться через резисторR с полярностью, уже указанной на рис. з.

Напряжение UС асимптотически стремится к величине UВЫХ+, но при малейшем повышении им напряжения UR1 схема переходит в устойчивое состояние с напряжением на выходе ОУ UВЫХ = - UВЫХ-. Под воздействием этого напряжения конденсатор С разряжается до нуля в интервале времени [t2 , t3 ], называемым временем восстановления tВ в исходное состояние. В течение длительности tИ напряжение UС изменяется по формуле:

(12), где .

В момент времени t2, т.е. по окончании импульса, , откуда находим длительность импульса:

(13)

В течение интервала [t2, t3] UС изменяется по формуле (2), где , а, откуда:

(14).

В момент времени t3, UС(t3) = 0, откуда:

(15).

При UВЫХ+ = UВЫХ- , получим:

(16)

Сравним формулы (13) и (16), в них:

Для сокращения tB параллельно резистору R вводят цепочку VD2 и в этом случае (разряда):или вводят транзистор, параллельно конденсатору С вместо диодаVD1.

44. Блокинг-генераторы.

Блокинг-генераторы предназначены для формирования импульсов тока прямоугольной формы, относительно большой величины (до 2А) и малой длительности (от единиц мкс до нескольких сотен). Они применяются в схемах развертки электронного луча по экрану электронно-лучевых приборов, в схемах формирования управляющих импульсов тиристорами и т.д.

Блокинг-генератор представляет собой однокаскадный усилитель, охваченный глубокой ПОС с помощью импульсного трансформатора. Выходной импульс формируется при насыщенном состоянии транзистора, в котором он удерживается в течение длительности импульса цепью ПОС.

Срез импульса формируется при выходе транзистора из насыщения вследствие уменьшения тока базы, либо из-за увеличения тока коллектора. В соответствии с этим различают две разновидности блокинг-генераторов: с времязадающим конденсатором в цепи ПОС и с насыщающимся трансформатором. Наибольшее распространение нашел блокинг-генератор с конденсатором в цепи ОС, схема которого имеет вид:

Транзистор VT1 включен по схеме с ОЭ, ПОС осуществляется через вторичную базовую обмотку WБ с коэффициентом трансформации nБ = WK / WБ, конденсатор С и резистор R, ограничивающие ток базы. Резистор RБ необходим для создания цепи перезаряда конденсатора С и задания IБ в режиме покоя. Выходной сигнал снимается либо с коллектора VT1, либо, в случае необходимости потенциального разделения генератора и нагрузки, или изменения величины напряжения на RH, с нагрузочной обмотки WH, связанной с WК коэффициентом трансформации: nН = WK / WН. Диод VD1 необходим для исключения попадания на нагрузку напряжения «-» полярности, возникающего при выключении транзистора. Диод VD2 и резистор R1 защищают транзистор VD1 от перенапряжений.

Диаграммы работы блокинг-генераторов:

На интервале времени [t0, t1 ] транзистор закрыт, перенапряжение на его коллекторе равно –EK, напряжения на обмотках равны 0. этот режим транзистора определен запирающим напряжением на конденсаторе С, возникающим на нем во время формирования импульса. До момента t1 конденсатор перезаряжается от цепи. Общая шина +ЕК, обмотка WБ, С, R и – (- ЕК ). В момент времени t1 UC приблизительно = 0 и начинается отрывание VT1. из-за наличия ПОС процесс отпирания VT1 протекает лавинообразно и называется процессом регенерации или прямым блокинг-процессом. В момент времени t1 напряжение UБЭ становится отрицательным и начинают протекать токи базы и коллектора, а UКЭ уменьшается по абсолютной величине, появляется напряжение на коллекторной обмотке WK, оно трансформируется в WБ. За счет позировки обмоток (рис.а) на WБ формируется напряжение, вызывающее увеличение IБ. Его рост вызывает увеличение IК, уменьшение UКЭ и увеличение UW k и UWб. Процесс заканчивается в момент времени t2 переходом транзистора VT1 в режим насыщения.

Для развития регенеративного процесса необходимо выполнить условие насыщения транзистора, т.е. (1).

45. Генераторы пилообразного напряжения (ГПН). ГПН на одном транзисторе.

ГПН или генераторы линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН) предназначены для формирования напряжения соответствующей формы, которая используется для развертки электронного луча по экрану ЭЛТ (электронно-лучевых трубок) для получения временных задержек импульсов, модуляции импульсов по длительности и т.д.

Пилообразное напряжение (ПН) может формироваться как одной полярности, так и обеих, а также может быть как нарастающим, так и спадающим.

ЛИН характеризуется параметрами:

  • амплитудой UM;

  • длительностью рабочего хода tРХ;

  • длительностью обратного хода tОХ;

  • коэффициентом нелинейности (1),

где и- скорости изменения напряжения во времени, т.е. производные, соответственно в начале и в конце рабочего участка.

Наиболее распространено ввиду простоты реализации формирование ЛИН путем заряда и разряда конденсатора через резистор. В этом случае напряжение на конденсаторе изменяется по экспоненциальному закону:

(2), где - постоянная времени зарядной цепи, которая выбирается намного больше времениtРХ.

Т.к. производная , то коэффициент нелинейностипо формуле (1) может быть найден по величинам тока через конденсатор в начале и в конце рабочего хода:

(3).

Принципиальная схема ГПН, использующего начальный участок экспоненциального заряда конденсатора, и диаграммы напряжений имеют вид:

На интервалах паузы tП входного напряжения диаграммы б. происходит разряд конденсатора С и поддержание на нем напряжения, близкого к 0, т.к. в течение tП транзистор VT1 находится в режиме насыщения за счет IБ, протекающего через RБ.

Линейно изменяющееся напряжение формируется, когда транзистор заперт входным импульсом отрицательной полярности длительностью tPX. Для данной схемы .

Т.е. чем ниже использование напряжения источника питания, тем ниже нелинейность формируемого напряжения.

46. ГПН со стабилизацией тока заряда.

Для из (3), что необходимо задержать конденсатор постоянным во времени током. Для этого в цепи заряда конденсатора устанавливается токостабилизирующий элемент, выполняемый обычно транзистором, включенным по схеме с ОБ или ОЭ. Принцип стабилизации тока основан на свойствах коллекторных ВАХ транзистора, согласно которымIK, т.е. ток заряда, слабо зависит от напряжения UКБ или UКЭ и IЭ = const или IБ = const. Схемы со стабилизацией тока заряда позволяют полнее использовать напряжение питания. При этом UM близко к ЕК, а достаточно мал.

Примером построения такого ГПН является схема:

В этой схеме с помощью стабилитрона VD1и резистора RЭ задается постоянный ток эмиттера VT2.

и соответственно ток заряда конденсатора С: .

В интервале tП транзистор VT1 открыт и насыщен через резистор R1 и через него протекает ток IK1 = IK2, а напряжение на конденсаторе С близко к 0. При воздействии входного напряжения отрицательной полярности VT1 заперт, ток iCзар = IK2, а линейно увеличивается. Величина отношенияIK2 / C выбирается из требований к значению UM. При UM приблизительно равном ЕК получаем: . При холостом ходе ГПН линейность выходного напряжения очень велика.

При подключении нагрузки часть зарядного тока будет ответвляться в цепь RH, причем с увеличением UC этот ток будет расти. Поэтому подключение нагрузки вызывает существенное снижение линейности напряжения и уменьшение амплитуды UM. Поэтому такие схемы применяют с высокоомной нагрузкой, либо подключают через эмиттерный или истоковый повторитель.

47. ГПН на основе ОУ.

В настоящее время генераторы с малым коэффициентом нелинейности (менее 0,01) и низкоомным выходом строятся на основе ОУ, включенных, как правило, по схеме интегратора. Одна из таких схем и диаграммы ее работы имеют вид:

В этой схеме выходное напряжение представляет собой усиленное операционным усилителем напряжение на конденсаторе С. ОУ охвачен как ООС (R1, R2, источник Е0), так и ПОС (R3, R4, источник Е3). Управление работой ГПН осуществляется с помощью транзистора VT1 c напряжением UКЭ нас приблизительно = от 50 до 300 мкВ. При подаче на его базу входного импульса UBX длительностью tП (рис. 2б) транзистор насыщается, конденсатор С разряжается практически до 0 в течение времени обратного хода tOX (рис. г). В интервале tPX = t2 – t1 ОУ работает в линейном режиме. При допущении, что UДИФ = U0 = 0, имеем: U- = U+ = UC. Тогда для протекающего по цепи ООС тока справедливо: , откуда:

(4).

Сумма токов в цепи ПОС равна нулю, поэтому (5). Подставим (4) в (5) с учетом того, что, получим:

(6).

Линейность UC зависит от соотношения сопротивлений резисторов, определяющих сомножитель при UC в (6). При R3 > (R1R4) / R2 и R3 < (R1R4) / R2 кривая напряжения UC получается соответственно вогнутой или выпуклой формы, а при R2 / R1 = R4 / R3 (7) напряжение на конденсаторе изменяется линейно во времени:

(8)

Выражение (8) с учетом (7) имеет вид:

(9).

Отсюда следует, что для схемы на рис.2 ЕЗ > E0, поэтому получается нарастающее линейное напряжение.

48. Полупроводниковые стабилизаторы напряжения (ПСН). Классификация и параметры.

Для питания электронных устройств используются источники питания, к стабильности напряжения которых предъявляются высокие требования. Для удовлетворения этих требований в качестве источников электропитания электронной аппаратуры используют стабилизаторы напряжения. По используемому принципу действия полупроводниковые стабилизаторы напряжения (ПСН) делятся на параметрические и компенсационные. В первом типе ПСН используется постоянство напряжения на некоторых видах приборов при изменении протекающего через них тока. Примером такого прибора является стабилитрон. Во втором типе ПСН задачу стабилизации напряжения решают по компенсационному принципу, основанному на автоматическом регулировании напряжения, подводимого к нагрузке. По режиму работы различают ПСН непрерывного и импульсного действия.

В ПСН непрерывного действия регулирующий элемент (РЭ) работает в активном режиме и стабилизация выходного напряжения осуществляется непрерывно за счет компенсации изменения напряжения на нагрузке изменением напряжения на РЭ.

В ПСН импульсного действия РЭ работает в импульсном, т.е. ключевом, режиме. В импульсном ПСН энергия поступает от источника прерывисто. При этом возможно 2 режима регулирования напряжения на нагрузке: 1. при постоянной частоте; 2. при постоянной длительности импульсов изменением их частоты.

Импульсные стабилизаторы имеют следующие достоинства по сравнению с ПСН с непрерывным регулированием:

  • в несколько раз меньше мощность рассеяния регулирующего транзистора;

  • более высокий КПД;

Недостатки:

  • большая величина пульсации UВЫХ;

  • большая сложность схемы;

  • плохие динамические свойства при импульсном изменении тока нагрузки.

ПСН непрерывного действия имеют высокий коэффициент стабилизации, низкое выходное сопротивление и малую величину пульсации выходного напряжения. По месту включения РЭ относительно нагрузки ПСН делятся на параллельные и последовательные. В первых из них регулирующий транзистор включается параллельно нагрузке, а во вторых – последовательно с ней.

Параметрами ПСН являются:

1. коэффициент стабилизации КСТ, показывающий во сколько раз отношение приращения напряжения на выходе ПСН меньше вызвавшего его относительно приращения напряжения на входе. .

2. Выходное сопротивление RВЫХ, характеризующее величину изменения выходного напряжения при колебаниях тока нагрузки: приUBX = const.

3. Дрейф выходного напряжения и тока, возникающий при неизменных величинах как UВХ, так и IВЫХ.

Как правило, величина дрейфа соотносится либо с температурой, либо со временем работы стабилизатора и измеряется как приращение UВЫХ или IВЫХ в заданном диапазоне температур или за единицу времени.

4. Коэффициент КПД. Он характеризует собой отношение мощности, выделяемой нагрузке в номинальном режиме к мощности, потребляемой из сети: .

5. Допустимый диапазон регулировки выходного напряжения и тока, внутри которого сохраняется заданная степень их стабилизации. ;

6. Коэффициент пульсации выходного напряжения, равный отношению амплитуды пульсаций к среднему значению UВЫХ: .

49. Компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения.

По сравнению с параметрическими компенсационные ПСН имеют более высокий коэффициент стабилизации и меньшее выходное сопротивление. Их принцип действия основан на том, что изменение напряжения на нагрузке усиливается и подается на РЭ, препятствующий изменению напряжения на нагрузке.

Структурные схемы параллельного и последовательного компенсационных ПСН имеют вид:

На структурных схемах:

  • РЭ – регулирующий элемент;

  • У – усилитель постоянного тока;

  • RH – нагрузка;

  • ИОН – источник опорного напряжения, т.е. это источник неизменного во времени и с широком интервале температур напряжение;

  • RБ – баластный резистор.

Общий принцип действия стабилизатора напряжения заключается в воздействии на РЭ управляющей схемы, состоящей из усилителя У и источника ИОН. В функцию усилителя входит усиление разности напряжения на RH и ИОН и подача усиленного сигнала на РЭ.

В схеме параллельного стабилизатора напряжения (СН) стабилизация напряжения на нагрузке осуществляется, как и в параметрическом СН, путем изменения напряжения на RБ за счет изменения тока РЭ. При неизменном входном напряжении постоянству напряжения нагрузки соответствует постоянство напряжения на RБ. Изменению тока нагрузки от 0 до IHmax соответствует изменение тока РЭ от IHmax до 0.

В схеме последовательного СН стабилизация напряжения на нагрузке осуществляется изменением напряжения на РЭ, т.е изменением сопротивления РЭ, а ток РЭ равен IH.

Наличие РЭ в обеих схемах СН обуславливает потери энергии в них. Сравним эти схемы по КПД, исходя из одинаковых условий работы по UBX, UН и IH, а также учитывая, что потеря энергии в усилителе и ИОН значительно меньше, чем в RБ и РЭ. Для параллельного СН определяющими являются потери в RБ и РЭ, т.е.

.

Для последовательного СН определяющими являются потери в РЭ:

, т.е. на величину UBXIP меньше, чем в схеме параллельного СН.

Т.о., КПД последовательных СН существенно выше, чем параллельных. В связи с этим последовательные СН нашли большее распространение. Достоинством параллельных СН является их некритичность к перегрузкам по току и КЗ в нагрузке. В настоящее время разработано большое количество схем электронной защиты от КЗ и перегрузок для последовательных СН.

50. Простейший транзисторный стабилизатор.

Схема простейшего последовательного компенсационного СН имеет вид:

В этой схеме роль ИОН выполняет стабилитрон VD1, а роль сравнивающего РЭ выполняет транзистор VT1. Выходное напряжение UH = UCT – UЭБ.

эквивалентная схема

При отсутствии дестабилизирующих факторов транзистор работает в активном режиме, напряжение UЭБ составляет 0,1 – 0,3 В для германиевых и приблизительно 1В для кремниевых транзисторов, т.е. UH приблизительно равно UCT.

Принцип действия СН следующий:

Пусть UH уменьшилось. В этом случае напряжение UЭБ, равное UСТ - UH, увеличивается, ток базы повышается, UКЭ уменьшается на столько, что UH увеличивается до первоначального значения.

Аналогично работает схема при повышении UH.

Параметры СН определим с помощью его схемы замещения.

1. выходное сопротивление – оно равно выходному сопротивлению эмиттерного повторителя и при достаточно больших rK и RБ составляет: .

2. коэффициент стабилизации по напряжению можно рассчитать по следующей приближенной формуле: .

Отношение , где- коэффициент использования входного напряжения. С его учетом получаем:. И для рассмотренной схемы КСТ U приблизительно равняется от 150 до 300.

  1. КПД стабилизатора напряжения: .

Для реальных схем IRБ << IH, поэтому . Величина сопротивленияRБ рассчитывается по формуле: .

51. Построение регулирующих элементов ПСН.

Рассмотренная схема простейшего ПСН используется на токе нагрузки до 300мА. При больших токах нагрузки возникают трудности получения больших коэффициентов стабилизации, т.к. приходится уменьшать сопротивление RБ, а коэффициент (мощность транзисторов) сравнительно мал.

Усиление тока УПТ (усилитель постоянного тока) достигается применением составных транзисторов.

IБ VT1:

при

Эта схема имеет недостаток, заключающийся в достаточно большом напряжении UКЭ3: UКЭ3 = UКЭ1 + UБЭ2 + UБЭ3, что обуславливает большие потери в транзисторе VT3.

Для уменьшения этих потерь применяют схему симметричного РЭ:

Для симметричного РЭ: UКЭ3 = UКЭ1 + UБЭ2 может достигать минимального значения в 1 – 1,5 В, чем достигается значительное повышение КПД ПСН по сравнению с несимметричной схемой РЭ.

52. Стабилизаторы напряжения на основе ОУ.

Высокие качественные показатели имеют ПСН, в качестве УПТ которых применены ОУ в интегральном исполнении. Улучшение параметров ПСН при применении в них ОУ обуславливается высоким коэффициентом усиления ОУ и глубокой ООС, охватывающей стабилизатор.

Принципиальная схема ПСН на основе ОУ имеет вид:

РЭ выполнен на транзисторе VT1, в качестве УПТ применен ОУ DA1.

Неинвертирующий вход ОУ подключен к параметрическому стабилизатору на резисторе R2 и стабилитроне VD1, служащему источником опорного напряжения. С делителя R3, R4, R5 снимается часть выходного напряжения, которое в ОУ сравнивается с опорным напряжением. Выход ОУ подключен к базе VT1, включенного по схеме с ОК, что обуславливает более низкое выходное сопротивление ПСН, чем при включении VT1 по схеме с ОЭ.

Резистор R1 служит для ограничения выходного тока ОУ, а с помощью резистора R4 можно регулировать выходное напряжение ПСН.

На входе стабилизатора включается конденсатор С1 большой емкости для сглаживания пульсации входного напряжения при условии питания его от выпрямителя.

Работа приведенной схемы осуществляется следующим образом: потенциал эмиттера VT1 равен выходному напряжению, следовательно, для нормальной работы транзистора VT1 потенциал его базы должен быть выше на 0,6 – 1 В, чем выходное напряжение. В результате питание ОУ должно быть на 2 – 3 В больше потенциал базы и на 3 – 5 В больше выходного напряжения. Поэтому плюс питания ОУ подключен не к стабилизированному плюсу выходного напряжения, а к плюсу входного напряжения, которое также должно быть выше выходного на 3 –5 В, что обуславливает достаточно большие потери на РЭ.

Вторая причина подключения «+» питания ОУ не к «+» выходного напряжения заключается в том, что при этом стабилизатор не запустится, т.к. без питания ОУ не выдает выходного напряжения и транзистор VT1 остается запертым. В номинальном режиме, когда выходное напряжение равно заданному, напряжение между выходами ОУ приблизительно равно 0. предположим, что выходное напряжение по какой-либо причине уменьшилось. Напряжение на неинвертирующем входе, равное напряжению стабилизации VD1, останется практически неизменным, а на инвертирующем входе уменьшится, т.е. его потенциал станет ниже потенциала на неинвертирующем входе.

Отрицательное приращение напряжения на инвертирующем входе усиливается операционным усилителем и инвертируется, поэтому изменение выходного напряжения ОУ имеет положительный знак, т.е. потенциал базы VT1 увеличивается, токи базы, коллектора, эмиттера возрастают, UКЭ падает, а выходное напряжение стабилизатора увеличивается до прежнего заданного значения.

Аналогично происходит стабилизация выходного напряжения при его повышении, только приращения токов и напряжений имеют противоположный знак. Для дополнительного сглаживания пульсаций параллельно делителю R3 – R5 устанавливают конденсатор емкостью в несколько десятков мкФ. Из условия U0 = 0 в номинальном режиме работы ПСН найдем величину выходного напряжения:

Из схемы ПСН видно, что регулирование выходного напряжения не может быть ниже UОП, т.к. в этом случае VD1 перестанет стабилизировать напряжение.

53. Двухполярные ПСН на основе ОУ.

Для питания ОУ и устройств на них применяются, как правило, двухполярное напряжение. Для его получения могут использоваться 2 одинаковых ПСН, построенных по рассмотренной схеме:

Для такого сдвоенного ПСН необходимы потенциально развязанные обмотки трансформатора и 2 выпрямительных моста, т.е. аппаратурные затраты достаточно велики. Несколько снизить их позволяет построение второго ПСН по схеме стабилизации минусовой шины питания.

В таком ПСН стабилизация напряжений положительной и отрицательной полярностей осуществляется независимо, т.к. при снижении одного из напряжений второе остается неизменным. Такое регулирование имеет недостаток: в этом случае общая шина перестает быть средней точкой выходного напряжения, т.е. половиной общего суммарного выходного напряжения. От такого недостатка избавлены ПСН, построенные по схеме «ведущей – ведомой». Такая схема имеет меньшие аппаратурные затраты и позволяет одним переменным резистором регулировать одновременно обе полярности выходного напряжения.

Эта схема отличается от предыдущей тем, что у нижнего по схеме ведомого ПСН отсутствует ИОН, а делитель в цепи инвертирующего входа состоит из двух одинаковых по величине резисторов, включенных на полное выходное напряжение. В номинальном режиме потенциал средней точки делителя R7 – R8 будет равен потенциалу общей шины, т.е. 0. Т. о., UДИФ2 = U02 = 0. При уменьшении отрицательного UВЫХ2 потенциал инвертирующего входа DA2 становится положительным. Это напряжение усиливается и инвертируется, поэтому UВЫХ DA2 становится более отрицательным; токи базы, коллектора, эмиттера увеличиваются, UКЭ VD2 падает, а UВЫХ увеличивается до номинального значения.

При уменьшении положительного UВЫХ1 из-за внешних факторов или за счет регулировки резистором R4 потенциал средней точки делителя R7 – R8 становится отрицательным. Это напряжение усиливается и инвертируется ОУ DA2. его выходное напряжение становится более отрицательным. В результате UБЭ2 падает, его токи базы, коллектора, эмиттера уменьшаются, а UКЭ2 возрастает до тех пор, пока потенциал средней точки делителя R7 – R8 не станет равным 0. это произойдет при UВЫХ1 = UВЫХ2.

54. Защита ПСН на основе ОУ от перегрузок по току и КЗ в нагрузке.

Перегрузки по току в полупроводниковых ПСН возникают при недопустимом снижении сопротивления нагрузки и при КЗ выхода стабилизатора. При этом ток через РЭ увеличивается до недопустимой величины и он выход из строя. Впоследствии из строя могут выйти ОУ, выпрямитель, трансформатор. Для предотвращения выхода из строя элементов стабилизатора в его схему вводится защита по току. Структурная схема защиты имеет вид:

На схеме:

  • RS1 – шунт (датчик тока);

  • УПТ – усилитель постоянного тока;

  • ИУ – исполнительное устройство;

Работа защиты осуществляется следующим образом: в номинальном режиме работы стабилизатора через сопротивление нагрузки и шунт RS1 протекает ток IHном, не превышающий величины тока защиты IЗ (установлен).

В УПТ ток через RS1 или пропорциональные ему падения напряжения на RS1 сравниваются с величиной UЗ или IЗ и превышение тока через RS1 над IЗ вызывает появление сигнала на выходе УПТ и срабатывание ИУ, которое либо разрывает цепь нагрузки, выключая РЭ, либо подзапирает регулирующий транзистор. Т.о., защита может осуществляться двумя способами: 1. полное обесточивание нагрузки, т.е. отсечка тока нагрузки; 2. ограничение тока нагрузки на определенном уровне.

В качестве элементов защиты, как правило, используются полупроводниковые элементы и иногда электромагнитные реле.

Схема стабилизатора с защитой по второму способу имеет вид:

Защита с ограничением тока основана на форме входной характеристики кремниевого транзистора, имеющей вид:

Точка перегиба входной характеристики UПОР (пороговое) характеризует напряжение между базой и эмиттером, выше которого наблюдается быстрый рост тока базы, поэтому при превышении током IH значение IЗ = UПОР / RS1, IБ начинает резко увеличиваться, VD2 входит в насыщение, при котором UКЭ2 приблизительно = 0, и шунтирует эмиттерный переход VT1 в запирающем направлении, поэтому IЭ VT1 не может превышать заданной величины IЗ. В качестве VT2 необходимо выбирать кремниевый транзистор с частотными свойствами не хуже, чем у VT1. элементы RS1 и VT2 могут быть включены в общую шину питания.

Полное запирание РЭ по первому способу защиты можно осуществить, если базу VT1 подключить к общей шине стабилизатора через очень малое сопротивление. При этом в качестве элемента защиты можно использовать тиристор VS1 (транзисторный триггер). Схема будет иметь вид, изображенный пунктиром.

Соседние файлы в папке Экзамен распечатано