книги / Методы помехоустойчивого приема ЧМ и ФМ сигналов
..pdfкйжеиия формы, является структурно-сигнальный пара метрический фильтр (ССПФ) [1, 2].
Известно, что спектр помехи и отношение сигнал/шум на выходе стационарного фильтра зависят только от по лосы пропускания и не зависят от 4M сигнала. На вы ходе ССПФ (или любого другого параметрического фильтра) спектр помехи и отношение сигнал/шум существенно зависят от 4M сигнала, поскольку этот закон однозначно связан с законом изменения пара метров фильтра.
Предположим, что на |
вход ССПФ поступает адди |
||
тивная смесь |
отраженного |
сигнала S 0Tp (/) |
и по-мехи |
n(t) |
|
|
|
|
X (t) — s0Tp (t) “f- tl (t) , |
|
|
тогда на выходе ССПФ имеем |
|
||
t |
|
t |
|
•*вых(*) = | |
• * ( & ) £ ( < . % )d \- = j* s 0Tp ( S ) g ( f ; , |
S ) d S + |
+ j* |
?)rfE = |
w + ^ВЫХ«>. |
|
||
где g{t, £ ) — импульсная |
переходная |
характеристика |
|||
ОСПФ [2]; 5пых ( 0 — сигнал |
на выходе |
фильтра в от |
|||
сутствие помехи; |
nBhlx(t) — помехи на выходе |
фильтра. |
|||
При спектральном представлении сигнал на выходе |
|||||
фильтра имеет вид |
|
|
|
|
|
Soux ( 0 = |
~ ~ J |
(<») К (<•>) е |
d ш, |
(1 ) |
|
|
—со |
|
|
|
|
где Лс (о) — спектр отраженного |
сигнала на приведен |
||||
ной к приемному фильтру шкале |
частот |
[2 , 3]; |
К (со) — |
приведенная передаточная функция приемного фильтра;
т ('0 |
— функция, определяющая закон изменения фазы |
4M |
сигнала. |
|
Спектр отраженного сигнала на приведенной к при |
емному ССПФ шкале частот можно найти, разложив отраженный сигнал по системе функций из собственно-
го базиса фильтра [5]. Если зондирующий сигнал пред ставлен в виде
s ( t ) = U ce M ‘),
то приведенный спектр отраженного сигнала, задержан ного на время t3 и имеющего допплеровский сдвиг час тоты £2 , равен
|
А : (») = |
{/с |
|* e ,HV:(/ *э) |
/з) е |
( 2) |
где |
t/c — амплитуда напряжения |
отраженного |
сигнала. |
||
|
При отсутствии фазового сдвига отраженного сигна |
||||
ла, |
т. е. при |
= 0 |
и £2 = 0 , из (2 ) следует, что |
|
Ас((!>)= 2 тг Ucb(ш0 — (1)),
Подставив это выражение в соотношение (1) и при няв К{(й) = \ в приведенной полосе частот (оо±А(Оо по
лучим:
5еыхМ = ^ е « ' > ,
т. е. в отсутствие фазового сдвига приемный фильтр не искажает формы сигнала. Нормированное значение мо дуля выходного напряжения в этом случае равно еди нице.
Улучшение отношения сигнал/шум. Из всех видов помех активного радиопротиводействия .наиболее суще ственными следует считать маскирующие заградитель ные, прицельные и взаимные помехи. Отношение сиг нал/шум на выходе ССПФ при действии на входе мас кирующей помехи n(i) в виде нормального белого шума
определено в [2 и 3]. Выигрыш в отношении сигнал/шум на выходе узкополосного параметрического фильтра при этом равен индексу 4M параметров приемного фильтра [3]
ЧФ= |
(Рс1Рщ) вых_ |
(3) |
|
(P J Рш)п% |
|
Определим отношение сигнал/шум на выходе ССПФ при действии «а входе прицельной (или взаимной) ши рокополосной 4M помехи, аналогичной зондирующему сигналу, но ие совпадающей с ним по фазе. Примем для
определенности, что частоты сигнала и помехи модули рованы по гармоническому закону, а начальное значе ние частот совпадает:
М*) = * + * o isin So.<; МО = *+*о2 sin 2 02*;
SOTP(t) = Uee |
a (*) = Um e K^ (‘), |
где Q0\ и Q02 — частоты модуляции сигнала и помехи
соответственно; соо — начальная частота сигнала и по мехи.
Спектр 4M помехи на приведенной к приемному ССПФ шкале частот равен
А ш(<») = |
I* |
n (t) e |
W ' d *с == |
|
—оо |
|
|
= и чм J хс(0 |
е ,Чт"ю e~l^ ndt = |
||
00 |
|
ОО |
|
= 2 тс £/,1М 2 |
2 |
^02) Ли (^о ^oi) X |
|
Л = —с» jn ^ —co |
|
||
X (l + — |
8(м0— о ) л Q02— m20(). |
Приняв (как и в первом случае) К{со) = 1 в полосе
приведенных частот coo±iAcoo, на выходе ССПФ получим ш0+Дсд>и
cW = |
_1_ |
e J<“'c(0 du) = |
J Ачи(«))/< H |
||
|
2тс |
|
|
ш0—Дш0 |
|
|
_____ ffiSot |
Л К *02) X |
= ^ч„ Ê £ ( ' + «>0 -J- n Q02 — ^ |
||
—00 m= —<ю |
|
|
X Л, [ ("о+ |
« a 02 — /« ûo.) *02] exp [y(co0 -1- n 2 û2 — |
|
|
_ / a 2 01K ( * ) ] . |
(4) |
Для получения максимального отношения сигнал/шум необходимо применять фильтр с минимальной приведен ной полосой пропускания, величина которой определяет ся условием пропускания ожидаемого допплеровского сдвига Q:
2 < Д ш0 < 2 0 ) . |
(5) |
133
Наихудшим можно считать случай, когда частоты модуляции сигнала и помехи близки друг к другу:
Soi “ SQ2 • |
(6 ) |
Учитывая, что в сантиметровом диапазоне (в кото ром обычно .работают РЛС) имеет место соотношение
шо ^ ^01J |
(7) |
а также выражения (5) и (6 ), получаем из (4)
h 0^(0
^ 4 X 1 ВЫХ ( 0 ----- ^ Ч М / о ( P i ) Л ( Р 2) 6
где р,=ш0 ^01 и p2z=G)0 f02 — индексы 4M сигнала и помехи
соответственно.
Если приемный фильтр сфазироваи с сигналом, то выигрыш в отношении сигнал/шум. при действии широ кополосной 4M помехи равен
|
*)ЧХ1 |
(Pç I Р чм)вш |
1 |
|
(8) |
|
|
= |
|
|
|
||
|
|
(Pci Р*м)вх |
|
|
|
|
При |
> |
Ь, и |
р2 1 соотношение |
(8 ) можно |
уп |
|
ростить, |
используя |
асимптотическое |
|
выражение |
для |
|
функций Бесселя |
|
|
|
|
||
|
|
|
Ъ м > **&?*/4. |
|
|
(9) |
Выражение (9) показывает, что выигрыш в отноше нии сигнал/шум достаточно велик даже при наихуд ших условиях приема, когда совпадают по всем пара метрам, кроме фазы, сигнал и помеха. Совпадение те кущих фаз сигнала и помехи маловероятно.
Другой вид прицельной (взаимной) помехи — коле бание, сосредоточенное по спектру. Если помеха имеет вид
то ее спектр на приведенной к приемному ССПФ шкале частот равен
ЛСл» = 21г£/Сл1 V |
Jn(w t0) 8 (ме„ —ш + д а 0). |
(1)
П=* —00
Е-сли принять те же условия (5) и (7), то на выходе ССПФ получим
|
ис п\вых (0 = ^с ni Л К |
п*о) е JÜ>Cn c{t) 1 |
(10) |
|
где |
тс (t) — закон изменения |
текущей |
фазы |
резонанс |
ной |
частоты фильтра, подстроенного |
под отраженный |
||
сигнал. |
|
|
|
Выражение (10) справедливо только в случае, когда частота помехи попадает в приведенную полосу пропус кания приемного ССПФ, т. е. когда œc а < ш0 ± Д ш0.
С учетом выражения (7) можно записать шСЛ*€ с^
^Ü)0^O= PI-
Если параметры фильтра модулированы по гармони ческому закону, то мощность помехи на выходе фильтра
^ й1= [ ^ л1Л ( Р , ) ] Ч ^ , 4 - |
(И) |
*P1 |
|
Сравнение выражений (8 ) и (11) показывает, чго
отношение сигнал/шум при действии сосредоточенной по спектру помехи можно получить из (8 ), приняв р2 = 0 .
Выигрыш в отношении сигнал/шу.м при действии сосре доточенной по спектру помехи и гармоническом законе изменения параметров фильтра равен
^ 1,1 = (PJPC /I I ) BI |
(12) |
(Pc IPc rtl)e |
|
Рассмотрим другой случай, когда сосредоточенная по спектру помеха действует на входе ССПФ, резонан сная частота которого изменяется по линейному закону тс (*) = ^2/ш0 и начальные частоты совпадают. При
веденный спектр помехи равен
Л,12н = ил,2 rf е '^ е Ч “-+^ м*Ь т=
-7 / 2
=UeiaVïffî{\C(<ot) - C (v t)]-j\S (U J -S{‘Ot)\},
где Т—период модуляции частоты фильтра; ц.=|Дю/27’— скорость изменения частот фильтра; С(v), S ( V) — инте
гралы Френеля; v3 = — -у1 = |
')/д/ 7’/2 ; |
Д / = Дш/2те. |
|
Используя асимптотические выражения для интегра |
|||
лов Френеля при |
1 и |
учитывая |
соотношения |
С(—о )= —С(у); S ( —v ) = —S(t>), получаем для помехи
на выходе ССПФ с линейной 4M
,, 1
исП2вых\Ч= ис п2 А">”
Д/Г
В наихудших условиях
sin Ло>0 t c (t)
Т |
777 |
С |
Да)0тс(^) |
|
sin А ц>0 тс(/) |
при |
О, |
1 |
||
Д (D0Tc (Zf) |
|
|
тогда выигрыш в отношении |
сигнал/шум на выходе |
|
ССПФ |
|
|
-- |
(Pci Рг.п2)шх \ (Af 7 ^ 2 |
(13) |
|
ч , , г _ |
( P . / P . . . U > ( ' ь |
||
|
т. е. даже для сигналов с небольшой базой выигрыш в отношении сигнал/шум на выходе ССПФ значительный.
Точность измерения. Оценим точность измерения дальности локационной системы ССПФ. Дисперсия по тенциальной ошибки измерения дальности при действии заградительной помехи в виде нормального белого шу
ма |
[4] |
|
|
|
0 |
Д W * q |
' |
где |
q — отношение сигнал/шум |
на выходе фильтра; |
|
WV — эквивалентная полоса, характеризующая частот |
|||
ный спектр сигнала '[4]. |
|
|
Если принять на входе приемного фильтра отноше ние сигнал/шум равным единице, то в выражении для дисперсии можно использовать непосредственно величи ну выигрыша в отношении сигнал/шум, получаемого иа выходе ССПФ. Как указывалось ранее, при действии заградительной помехи в виде нормального белого шу ма отношение сигнал/шум на выходе ССПФ повышает ся в р раз, поэтому дисперсия потенциальной ошибки измерения дальности согласно (3) равна
g2 ^ |
1 |
1 |
|
°° |
Д№2Р |
W 2 |
A / r ’ |
поскольку индекс 4M можно представить как базу не прерывного сигнала р= Дсо/£2о=,Д/Г,
Таким образом, локационная система с ССПФ прй непрерывном сигнале имеет такую же потенциальную точность измерения дальности, как импульсная система с оптимальным (по Норсу) фильтром. Для неследящих 4M дальномеров с компенсацией фазового сдвига дис персия потенциальной ошибки измерения дальности со гласно [в]
Сравнение этого выражения с аналогичным для ССПФ позволяет вывести соотношение 3 G* ( 1 + 1 /у),
Плохая точность неследящих 4M дальномеров яв ляется результатом неоптимальной додетекторной об работки сигнала и влияния дисперсии ошибки измере ния частоты, по которой измеряют дальность в таких системах.
Дисперсии ошибок измерения дальности при дейст вии прицельных (взаимных) помех равны:
— при гармоническом законе 4M помехи и парамет ров фильтра согласно (9) очм = 2 / Д U^ 2 тг2 р2;
— при сосредоточенной по спектру помехе и гармо ническом законе изменения параметров фильтра сог ласно (1 2 ) а*л1 = 1 /А 11Г '(А /Г )2;
— при сосредоточенной по спектру помехе и линей ном законе изменения параметров фильтра согласно (13) 0 ^ = 1 /* 1**(Д /7у.
Полную дисперсию ошибки измерения дальности можно получить, сложив дисперсию потенциальной ошибки с какой-либо из дисперсий ошибок от действия прицельной (взаимной) помехи.
Заключение. Анализ полученных выражений показы вает, что ошибку измерения дальности в условиях ра боты систем активного противодействия можно сущест венно уменьшить, применяя для обработки в локацион ных непрерывных 4M системах структурно-сипнальные параметрические фильтры. Применение таких фильтров позволяет приблизить к оптимальной обработку непре рывных 4M сигналов с большой базой. Очень трудно построить оптимальный (по Норсу) фильтр для обра ботки непрерывного сигнала в течение нескольких ты-
сйч периодов модуляции, в го времй как «реализаций ССПФ для обработки широкополосного непрерывного 4M сигнала не вызывает существенных трудностей.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Заездный А. Зайцев В. А. Структурно-сигнальные параметрические фильтры и их использование для разделения сигна лов.— «Радиотехника», 1971, Яг 1.
2.Зайцев В. А., Кропивницкий А. Д. Перспективные системы связи и локации. Ташкент, «Узбекистан», 1972.
3.Виницкий А. С. Модулированные фильтры и следящий при ем 4M. М., «Сов. радио», 1969.
4.Сильвестров С. Д. и др. Точность измерения параметров
движения космических аппаратов радиотехническими методами. М., «Сов. радио», 1970.
5. Трахтман А. М. Введение в обобщенную спектральную тео рию сигналов. М., «Сов. радио», 1972.
6. Вопросы статистической теории радиолокации. Том II. М., «Сов. радио», 1964. Авт.: П. А. Бакут, И. А. Большаков, Б. М. Ге расимов и др.
УДК 621.396.621.33
Ю. И. БАБАНОВ, 10. П. ЛЕБЕДЕВ, И. Я. ОРЛОВ
АНАЛИЗ ВЛИЯНИЯ КВАЗИДЕТЕРМИНИРОВАННЫХ ПОМЕХ
НА РАБОТУ ПРИЕМНИКА С СОГЛАСОВАННЫМ ЛЧМ ФИЛЬТРОМ
Одной из проблем электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств является защита радиопри емника ЛЧМ сигналов от воздействия радиоимпульс ных помех. Проведем анализ прохождения помехи, пред ставляющей собой радиоимпульс с гауссовой огибаю щей
n(t) = A xexp (— tf2/ 2 72) exp у ш, t , |
(1) |
через фильтр, согласованный с ЛЧМ сигналом
s (t) = Л0ехр ( - f i 12 Т$ ехр ./(М + М */2). |
(2) |
Отклик, линейного фильтра, согласованного с сиг налом (2 ), на воздействие помехи ( 1 ), найденный с по
мощью интеграла наложения, имеет вид
«вых (0 = |
ехр [ — (t - f t3) 12 Tl\ exp / {u,j — |
|
|
|
— ^B(t + t3)2/ 2 + |
<pD} • |
(3) |
Здесь выходные |
параметры Att4 |
Гв, t3, CDd, JXB и |
<pD |
ие зависят от времени, и отклик ЛЧМ фильтра на по меху ( 1 ) является высокочастотным колебанием с ли
нейной частотной модуляцией и гауссовой огибающей.
Длительность |
помехи |
на |
выходе фильтра |
Тв = |
= Кт Ти |
|
|
|
|
где |
|
|
|
|
|
1 ( Ч - 7 ? ) Ч а] Ч - г 0в |
(4) |
||
|
|
|
|
|
Т| = А о) Т|; |
г ;= д ш 7 ’0, |
|
||
где Д(в=1/т — девиация |
частоты ЛЧМ сигнала. |
Д, ве |
||
Тп не зависит |
от расстройки средних частот |
личина ее на выходе всегда больше, чем на входе (т. е.
Tu^Ti), |
и, кроме того, |
имеют место асимптотиче |
|||
ские соотношения |
lim Тп= |
Т1 и lim Тв= Т0. |
|
||
|
|
7 * - « |
|
Г ,-О |
|
Для каждого ЛЧМ согласованного фильтра есть по |
|||||
меха ( 1 ) |
длительностью |
7, 1 = ]/д<й7^ — l/Aw (рис. 1 ), |
|||
дающая |
минимальную |
длительность отклика |
Тв = |
||
= у г2:/[А = |
7,о у г2 |
/ ]/д со Г0, |
причем значения |
Т* и Т* |
определяются только параметрами фильтра Т0 и Дсо.
Коэффициент линейной частотной модуляции помехи на выходе
ПШ + |
Т’о2) |
|
|
^ ~ [(1 + т?) т? + |
Го2]2 + Тое ** |
^ |
5 |
Отсюда видно, что коэффициент ЛЧМ помехи на выходе принимает значения, ограниченные сверху и снизу (pCipnCO) и не зависит от расстройки несущих частот сигнала и помехи Д.
На кривых, изображенных на рис. 2, можно отме тить три участка (I, II, III). Функции К^. =f(A®Ti) мо-
Рис. 2
гут быть использованы на участках «как с малыми (I, III), так н большими (II) приращениями. Например, при длительности Т[<=* т (участок I) можно формиро
вать ЛЧМ гауссовый сигнал со стабильным коэффици
ентом |
Но ^ |
р. |
При длительности |
входного сиг |
нала |
2 т < ;Г 1 < 1 0 т |
(участок II) можно |
формировать |
|
ЛЧМ |
гауссовый |
сигнал с переменным ц, |
причем база |
помехи на выходе ограничена с обеих сторон: 0 <Рв
Одним из существенных явлений, сопровождающих прохождение радиоимпульса через ЛЧМ фильтр, являет ся задержка помехи на выходе фильтра
Т 2 Т ’2 |
А |
А |
|
± ________'о 1 1__________ __ |
и- _z_ |
|
|
3“ (1 + TJ)T?-\- Г '2 |
(j, |
Д ° ц ’ |
1 1 |