welcome_spice
.pdf
NO – указывает количество точек в октаве.
LIN – устанавливает линейный масштаб изменения частоты.
NP – указывает количество точек.
FSTART – указывает начальную частоту.
FSTOP – указывает конечную частоту рассчитываемого диапазона.
Пример 7. Расчет RCсхемы (рис. 7) в частотной области.
Постановка задачи. Рассчитать частотные характеристики электрической схемы (рис. 7) в диапазоне частот от 0.01 Гц – 10 Гц.
Исходные данные для расчета на языке Spice
BASIC RC CIRCUIT R 1 2 1.0
C 2 0 1.0
VIN 1 0 PULSE (0 1) AC 1
.AC DEC 10 .01 10
.PLOT AC V(2)
.END
Результаты расчета
Рис. 13. Результаты расчета частотных характеристик RC-схемы
Пример 8. Расчет частотных характеристик колебательного контура (рис. 14).
Постановка задачи. Рассчитать частотную характеристику колебательного контура (рис. 14) в диапазоне частот 100 – 200 кГц, при сопротивлении R равном 100 Ом и определить резонансную частоту.
31
Рис. 14. Электрическая схема колебательного LC-контура
Исходные данные для расчета на языке Spice
LC-CONTUR
VIN 1 0 AC 1V R1 1 2 50
C1 2 0 1U
L1 2 0 1U
.AC LIN 50 100K 200K
.PLOT AC V(2)
.END
Результаты расчета
Рис. 15. Результаты расчета колебательного LC-контура
Из графика частотной характеристики колебательного контура (рис. 15) определяем, что резонансная частота колебательного контура равна 159 кГц.
Пример 9. Расчет частотных характеристик транзисторного фильтра.
32
Постановка задачи. Рассчитать частотные характеристики транзисторного фильтра (рис. 16) в диапазоне частот 0.1 – 600 Гц, при значения резисторов R3 и R4 равных 170К и 400К соответственно.
Рис. 16. Электрическая схема транзисторного фильтра
Исходные данные для расчета на языке Spice
SPICE 3 LAB
V0 5 0 DC 12V
Q1 5 4 6 BIPOLAR
.MODEL BIPOLAR NPN(IS=1PA NE=1.2 BF=32 BR=0.01) VIN 1 0 DC 0 AC 1
C1 1 2 0.5U
R1 2 0 56K
C2 2 3 0.033U
C3 3 4 0.033U
R2 3 6 47K
R3 4 5 170K
R4 4 0 400K
R5 6 0 12K
C4 6 7 0.5U
R6 7 0 12K
.AC LIN 300 1 600
.PLOT AC V(7)
.END
33
Результаты расчета
Рис 17. Результаты расчета транзисторного фильтра
Особенности расчета радиотехнических схем
Радиотехнические схемы, в отличие от других схем, отличаются наличием RLC элементов и являются высокодобротными, а расчет временных характеристик часто требуется проводить либо вблизи, либо на резонансной частоте. Проведение таких расчетов требует особого внимания. Это связано с тем, что, как отмечалось выше, Spice не позволяет пользователю задавать шаг расчета во временной области, а выбирает его автоматически исходя из заданной в параметре RELTOL точности (умалчиваемое значение 0.1%).
Формула контроля ошибок, используемая в Spice позволяет следить, как быстро изменяются заряды в конденсаторах и токи в индуктивностях. Во время "спокойных" периодов временной шаг получается больше, а во время активных периодов он становится меньше, что позволяет существенно экономить время расчета схемы.
Однако для расчета высокодобротных схем вблизи или на резонансной частоте формула контроля ошибок является неточной, что требует вмешательства пользователя.
Проиллюстрируем это на примере расчета временных характеристик схемы колебательного контура (рис. 14) из примера 8. Исходные данные для расчета временных характеристик на резонансной частоте 159 кГц, определенной в примере 8, имеют вид:
SPICE CONTUR VIN 1 0 SIN 0 1 159K R1 1 2 100
C1 2 0 1U
L1 2 0 1U
.TRAN 1U 500U 400U
.PLOT TRAN V(1) V(2)
.END
Результаты расчета во временной области приведены на рис. 18.
34
Рис. 18. Результаты расчета схемы колебательного контура во временной области
Обратите внимание, в примере 8 коэффициент передачи контура на резонансной частоте равняется 1, определяя коэффициент передачи из расчета временных характеристик как отношение амплитуд выходного и входного сигналов, получаем 0.2. Таким образом, ошибка в расчете коэффициента передачи составляет 80%, что является неудовлетворительным и показывает неточность формулы контроля ошибок при расчете высокодобротных схем. Выход из сложившейся ситуации лежит в ограничении шага расчета временных характеристик по следующей формуле:
TMAX ≤ 4 |
1 |
RELTOL / Q , |
|
Fрез |
|
где Q – добротность колебательного контура.
В соответствии с предлагаемой формулой ограничим шаг временного расчета 0.025 микросекундами. Инструкция, учитывающая ограничение шага расчета во временной области имеет вид:
.TRAN 1U 500U 400U 0.025U
Результаты расчета колебательного контура с ограниченным шагом приведены на рис. 19. Они показывают, что в данном случае ограничение шага расчета во временной области позволяет решить проблему, связанную с неточностью формулы контроля ошибок при расчете высокодобротных схем вблизи резонанса и избежать неправильных результатов расчетов.
35
Рис. 19. Результаты расчета временных характеристик контура с ограниченным шагом расчета
Применение параметра RELTOL проиллюстрируем на следующем примере. Для этого проведем моделирование переходной характеристики высокодобротного фильтра (рис. 20). Переходная характеристика этого фильтра соответствует сумме двух синусоид, огибающая которых затухает во времени. Если точность установленная параметром RELTOL недостаточна, то параметры затухания не соответствуют действительности.
Рис. 20. Электрическая схема высокодобротного фильтра
Исходные данные для расчета высокодобротного фильтра с параметром RELTOL=0.001, заданным по умолчанию, что соответствует допустимой ошибке в 0.1%, имеют следующий вид:
RLC - FILTR
R1 1 2 1.0
L1 2 3 1001.0
C1 3 4 0.001
C2 4 0 1.0
C3 4 5 0.001
L2 5 6 999.0
R2 6 0 1.0
RD 4 0 1E20
VIN 1 0 PULSE (0 1)
.TRAN 1 10000
36
.PLOT TRAN V(6)
.END
Результаты расчета высокодобротного фильтра приведены на рис. 21.
Рис. 21. Результаты расчета высокодобротного фильтра с параметром RELTOL, заданным по умолчанию
Увеличим точность расчета, добавив в исходные данные следующую инструкцию:
.OPTIONS RELTOL=0.00001
Результаты расчета с измененным параметром RELTOL = 0.00001, что соответствует допустимой ошибке 0.001%, приведены на рис. 22.
Рис. 22. Результаты расчета высокодобротного фильтра с параметром RELTOL=0.00001
Сравнивая результаты расчета на рис. 21 и рис. 22 можно оценить влияние параметра RELTOL на точность моделирования.
37
Учет влияния температуры
Для иллюстрации влияния температуры на работу электрической схемы и учета этого эффекта при моделировании в системе Spice выберем схему наиболее критичную к тепловому воздействию. Одной из возможных и наиболее простых схем является схема усилителя с «заземленным» эмиттером (рис. 23).
Рис. 23. Электрическая схема усилителя с «заземленным» эмиттером
Проведем моделирование данной схемы в статическом режиме для определения рабочей точки транзистора и моделирование во временной области при входном синусоидальном сигнале и нормальной температуре (270С). Исходные данные на языке Spice имеют вид:
AMPLIFIER
VIN 1 0 AC 1 SIN(0 .2 1000) VE 3 0 DC 20
C1 1 2 0.1U
R2 2 3 1K
R1 2 0 40.2
RK 3 4 10K
Q1 4 2 0 VT1 TEMP=27
C2 4 6 0.1U
RN 6 0 100K
.MODEL VT1 NPN(BF=100)
.OP
.PRINT V(2) V(4)
.TRAN .1M 2.5M
.PLOT TRAN V(1) V(6)
.END
Врезультате расчета определяем рабочую точку транзистора, т.е. напряжения на базе
иколлекторе транзистора VT1 и график зависимости выходного напряжения от времени:
V(2) = 7.725656E-01
V(4) = 1.061540E+01
38
Рис 24. Зависимость выходного напряжения усилителя от времени
Как видно из приведенных расчетов транзистор находится в активном режиме и без искажений усиливает входной сигнал.
Увеличим температуру транзистора до 400С, т.е. всего на 130С, для этого изменим описание транзистора на следующее:
Q1 4 2 0 VT1 TEMP=40
Проведем расчет заново, в результате получим:
V(2) = 7.722291E-01
V(4) = 1.909183E+00
Рис. 25. Зависимость выходного напряжения усилителя от времени при температуре 400С
39
Полученные результаты говорят сами за себя. Рабочая точка транзистора сместилась в сторону насыщения и, следовательно, входной сигнал усиливается с искажениями.
Решение задачи ЭМС
Одной из типовых задач электромагнитной совместимости является определение помех отражения в электрически длинных линиях связи быстродействующих цифровых узлов или в протяженных кабельных соединениях структурированных кабельных систем. Помехи этого типа возникают из-за несогласованности волнового сопротивления линии связи Z с сопротивлением нагрузки Rx (условие рассогласования: Z = Rx). Возникающие в данном случае комбинации падающих и отраженных волн приводят к искажению цифрового информационного сигнала, что, в свою очередь, может привести к сбоям цифровой системы.
В качестве тестовой задачи рассмотрим соединение двух микросхем некоторой длинной линией связи (рис. 26).
Рис. 26. Фрагмент схемы цифровой системы
Эквивалентная схема узла представлена на рис. 27. Микросхема-передатчик представлена генератором перепада из состояния логического 0 (0,5 В) в состояние логической 1 (3,5 В). Выходное сопротивление R1 микросхемы-передатчика составляет 50 Ом, а входное сопротивление Rx микросхемы-приемника – 1000 Ом.
Волновое сопротивление линии связи, соединяющей микросхемы – 75 Ом, удельное время распространения сигнала в линии – 5 нс/м, погонная длина линии – 1 м.
Требуется рассчитать временные характеристики распространения информационного сигнала в линии связи.
Рис. 27. Эквивалентная схема цифрового узла
Исходные данные для расчета эквивалентной схемы цифрового узла имеют вид:
TRANSMISSION LINE
VIN 1 0 PWL (0 0 0.5N 3.5 40N 3.5) R1 1 2 50
T1 2 0 3 0 Z0=75 TD=5NS RX 3 0 1000
.TRAN 0.1N 40N
.PLOT TRAN V(2) V(3)
.END
Результаты расчета представлены на рис. 28. Их анализ и сопоставление с расчетом методом характеристик [7] и экспериментальными данными показывает, что полученные
40