- •4. Инженерная реализация методов цифровой модуляции в системах подвижной связи
- •4.1. Фильтрация модулирующего сигнала в спектрально-эффективных системах с минимальными межсимвольными искажениями.
- •4.2. Модуляторы систем с фазовой модуляцией.
- •4.2.1.Двоичная фазовая модуляция (врsk).
- •4.2.2 Модуляторы систем с квадратурной фазовой манипуляцией (qpsk)
- •4.2.3 Модуляторы квадратурной фм-4 со смещением (офсетная о-qpsk).
- •4.2.4. Модуляторы многопозиционной фм-м.
- •4.2.5. Π /4 -квадратурная офм(π /4- qpsk).
- •4.3. Модуляторы систем с чм
- •4.3.1.Частотная манипуляция с минимальным сдвигом (чммс).
- •4.3.2. Гауссовская чммс (gmsk)
- •4.4. Комбинированные методы модуляции.
- •4.5. Модуляция с расширенным спектром.
- •4.5.1. Прямое расширение спектра.
- •4.5.2. Расширение спектра скачками по частоте
- •4.5.3. Расширение спектра скачками по времени
- •4.6.Многомерная ортогональная модуляция
- •Контрольные вопросы к разделу 4
4.2.3 Модуляторы квадратурной фм-4 со смещением (офсетная о-qpsk).
Офсетная квадратурная ФМ-4 формируется схемой, аналогичной схеме формирования квадратурной QPSK рис.4.6., но отличается от последней наличием элемента задержки на Тс в квадратурном канале. Введение такой задержки исключает одновременность переходов в синфазном I и квадратурном Q каналах (рис.4.5a), т.е. исключает скачки фазы на 180°. Сигнальное созвездие офсетной ФМ-4 представлено на рис.4.5г. Максимальный скачок фазы сигнала равен 90° и огибающая такого радиосигнала не имеет глубоких провалов.
4.2.4. Модуляторы многопозиционной фм-м.
Сигналы с большой позиционностью М требуют существенного увеличения мощности передатчика для получения заданной вероятности ошибки при приеме. Принцип реализации таких модуляторов аналогичен рассмотренным выше.
Например, для ФМ-8 необходимо иметь 8 канальных символов Sm(t), начальные фазы которых отличаются от мгновенной фазы немодулированного несущего колебания на угол, кратный 45°. Если амплитуды (огибающие) всех канальных символов одинаковы, то сигнальные точки располагаются на окружности (рис.4.7)
+180°
Мнимая часть Q
Вешественная
часть
Возможные значения вещественной и мнимой частей комплексных амплитуд (огибающих) этих символов пропорциональны модулирующим коэффициентам I и Q, принимающим значения из ансамбля:
Процесс установления соответствия между точками сигнального созвездия, тройками входных информационных битов и модулирующими коэффициентами называют сигнальным кодированием и отображают таблицей 4.1 соответствия.
Табл.4.1
-
Значения начальной фазы при ФМ-8
Значения коэффициентов
Группы из трех информационных символов (битов)
I
Q
0
1
0
011
+45
√2/2
√2/2
001
+90
0
1
000
+135
-√2/2
√2/2
100
+180
-1
0
101
-135
-√2/2
-√2/2
111
-90
0
-1
110
-45
√2/2
-√2/2
010
Структурная схема модулятора ФМ-8 представлена на рис.4.8.
По значениям параллельного кода трех выравненных подпоследовательностей длиной 3Тс каждая вычисляются модулирующие квадратуры I и Q огибающей (их код), которые преобразуются ЦАП в аналоговые квадратуры.
cos(2πf0t)
Рис.4.8 Схема модулятора ФМ-8.
4.2.5. Π /4 -квадратурная офм(π /4- qpsk).
Для сигналов с π/4-квадратурной ОФМ все возможные значения фазы радиосигнала кратны π/4, а максимальный скачок фазы равен 135 °. При этом, ни одна из траекторий фазовых переходов не проходит через начало координат. В результате, огибающая радиосигнала имеет меньшие провалы относительно квадратурной ФМ-4 (малый пик-фактор). Структурная схема модулятора π/4- квадратурной ОФМ представлена на рис.4.9.
Рис.4.9. Структурная схема модулятора π/4- квадратурной ОФМ
Каждая пара входных битов a2i-1, a2i определяет (в отличие от модулятора квадратурной ФМ-4) приращение фазы несущего
колебания на величину ∆φi, кратную π/4 согласно таблице 4.2.
Таблица 4.2
-
Значения информационных битов
Приращение фазы
несущего колебания (∆φi)
a2i-1
a2i
0
0
π/4
1
0
3π/4
1
1
-3π/4
0
1
-π/4
Обозначим φi-1 отклонение фазы радиосигнала от фазы немодулированной несущей на предыдущем интервале Тс. Тогда отклонения фазы этого сигнала и комплексной его огибающей амплитуды (огибающей) на текущем интервале i равны соотв-но:
φi= φi-1+∆ φi,
Подставляя φi получим для комплексной огибающей сигнала на интервале 2Тс
(4.10)
где .
Квадратуры формируются модулирующим транскодером согласно соотношениям:
Ii=Acos (φi)=Acos(φi-1+∆φi)=Ii-1 ·cos(∆φi)-Qi-1sin(∆φi)
Qi=Asin (φi)=Asin(φi-1+∆φi)=Qi-1 ·cos(∆φi)+Ii-1sin(∆φi)
Из полученных равенств следует, что возможные значения фазы на интервале i зависят от значения фазы радиосигнала на предыдущем интервале (i-1). Эти новые значения согласно табл.4.2 кратны π/4. На рис.4.10а изображено созвездие сигнальных точек для интервала i, если φi-1=k π/2.
Рис.4.10. Созвездие сигнальных точек для интервала i: а) если φi-1=k π/2;
б) если φi-1=( k π/2+ π/4); в) Общее созвездие сигнальных точек.
На рис.4.10б изображено аналогичное созвездие, если φi-1=( k π/2+ π/4). Общее созвездие сигнальных точек для данного относительного способа модуляции с вращающейся фазой показано на рис.4.10.в), которое получается наложением рисунков а) и б).
Фазовые переходы возможны в обе стороны.