Федеральное агентство по образованию

Государственное образовательное учреждение

высшего профессионального образования

Нижегородский государственный технический университет

Кафедра «Техника радиосвязи и телевидения»

Генератор с внешним возбуждением на биполярном транзисторе

Методические указания к лабораторной работе по курсам «Устройства

генерирования и формирования сигналов» для студентов

специальности 200700 и «Радиопередающие устройства», а также

201100 Всех форм обучения

Нижний Новгород, 2006

Составитель Ю.Г. Белов

УДК 621.396.61

Генератор с внешним возбуждением на биполярном транзисторе: метод. указания к лабораторной работе по курсам «Устройства генерирования и формирования сигналов» для студентов специальности 200700 и «Радиопередающие устройства» для студентов специальности 201100 всех форм обучения / НГТУ; сост.: Ю.Г. Белов – Н.Новгород, 2006 – 45 с.,

Дано описание основ теории транзисторного генератора с внешним возбуждением. Изложен порядок экспериментального исследования режимов его работы и энергетических показателей.

Редактор Э.Б. Абросимова

Подписано в печать . Формат 60 х 84 ¹/16. Бумага газетная.

Печать офсетная. Усл. печ. л. 3 Уч.-изд.л. 2,5. Тираж экз. Заказ

Нижегородский государственный технический университет.

Типография НГТУ, 603600, ул. Минина, 24.

© Нижегородский государственный технический университет, 2006

1. Цель работы: Исследовать основные процессы в транзисторном генераторе с внешним возбуждением в схеме с общим эмиттером при резистивной и резонансной нагрузке. Изучить формы импульсов токов и напряжений в цепях генератора в различных режимах, оценить влияние инерционности транзистора. Исследовать нагрузочные характеристики.

2. Теоретические сведения о транзисторном генераторе с внешним возбуждением

2.1. Генераторный транзистор и его особенности

Упрощенно биполярный транзистор, как известно, можно представить в виде двух р-n переходов (эмиттерного и коллекторного) с общей тонкой базовой областью (на рис.1,а показано на примере n-р-n структуры).

Генераторные биполярные транзисторы, разрабатываемые на мощности до 250 Вт, по своей конструкции значительно отличаются от транзисторов других назначений. Во-первых, для обеспечения возможности работы при больших плотностях тока они выполняются по многоячеечной многоэмиттерной структуре, при которой достигается наибольшее отношение периметра их электродов к площади. По существу гене­раторный транзистор (ГТ) представляет собой параллельное соединение большого числа элементарных транзисторов (от ста до нескольких тысяч), у которых коллекторы и базы соединяются непосредственно, а последовательно с каждым эмиттером включается сопротивление для создания отрицательной обратной связи по постоянному току и по ВЧ с целью выравнивания токов

3

элементарных транзисторов. Транзисторы выполняются по планарной технологии, при которой площадь коллекторного перехода оказывается в (3...5) раз больше площади эмиттерного перехода (см. рис. 1,б). Избыточная площадь создает так называемую пассивную часть коллекторного перехода. Во-вторых, для современных генераторных транзисторов характерны низкие входные и нагрузочные сопротивления, измеряемые единицами и даже долями Ом. При этом на частотах в сотни МГц и более сильно сказываются индуктивности выводов транзисторов. Для их снижения выводы делаются в виде штырьков или полосок, а для снижения индуктивности общего вывода (по отношению к входной и выходной цепям генератора) его выполняют в виде нескольких полосок (до двух-четырех), либо непосредственно соединяют с корпусом прибора. Все это позволяет снизить индуктивности до единиц и десятых долей наногенри.

В третьих, в ГТ необходимо снижать тепловое сопротивление переход-корпус R_{t пк} (до единиц градусов на ватт). Для этого кристалл транзистора приклеивают к корпусу прибора через беррилиевую керамику, обладающую малым тепловым сопротивлением и хорошими изоляционными свойствами по постоянному и переменному токам. Корпус транзистора обычно имеет сравнительно малые размеры. Поэтому тепловое сопротивление корпус - среда R_{t кс} очень велико (оно даже не указывается в справочных данных). Из-за большой величины R_{t кс} транзистор необходимо устанавливать на специальный теплоотвод – радиатор, а в некоторых случаях применять принудительное воздушное охлаждение радиатора. Для уменьшения теплового сопротивления корпус-радиатор транзистор конструктивно выполняют в виде болта, фланца и т.д., чтобы его можно было плотно, без зазора, крепить к радиатору. Конструктивные особенности ГТ необходимо учитывать как при анализе его работы, так и при составлении эквивалентной схемы.

Современные биполярные генераторные транзисторы, работающие на частотах ≤ 1ГГц, включаются по схеме с общим эмиттером (ОЭ), обеспечивающей наибольший коэффициент усиления по мощности. Типичные статические характеристики n-p-n транзистора при включении его с ОЭ имеют вид, показанный на рис.2,а.

4

Как известно[1] , в зависимости от полярности и величины напряжений на электродах выделяют следующие состояния транзистора (соответствующие области показаны на рис.2,а):

1. Состояние отсечки (е_б < 0, е_к > е_б, в частности, е_к > 0) – эмиттерный и коллекторный переходы закрыты; протекает лишь собственный обратный ток I_кб0 коллекторного перехода, имеющий малую величину;

2. Активное (е_б>0, е_к>е_б) – эмиттерный переход открыт, коллекторный - закрыт; в этом состоянии происходит управление коллекторным током со стороны напряжения или тока базы (i_к =f(e_б) или i_к =h_21э0∙i_б, где h_21э0 -статический коэффициент усиления тока в схеме с ОЭ);

3. Насыщения (е_б > 0, е_к < е_б) – эмиттерный и коллекторный переходы открыты; в этом состоянии коллекторный ток практически не управляется со стороны базы, а зависит от напряжения на коллекторе е_к.

5

4. Инверсное (е_б<0, е_к< е_б, в частности, е_к <0) – эмиттерный переход закрыт, коллекторный – открыт; протекает ток i_к <0 , замыкающийся через базовую цепь.

Выделение отмеченных состояний транзистора будет использовано ниже при классификации режимов его работы по напряженности.

Применение статических характеристик для построения теории транзисторного генератора (по аналогии с классической теорией лампового генератора с внешним возбуждением [2]) возможно лишь в диапазоне очень низких частот, где не проявляется влияние инерционности транзистора и реактивных элементов его конструкции. Поэтому теорию транзисторного генератора целесообразно строить на основании эквивалентной схемы транзистора, учитывающей как его инерционность, так и указанные реактивные элементы.

Отметим, что эта схема, кроме частотных свойств транзистора, должна адекватно отображать также особенности его статических характеристик и все четыре его состояния, что особенно существенно для генераторных транзисторов, работающих с большими амплитудами токов и напряжений. Реальные характеристики транзистора нелинейны. Поэтому, чтобы не вводить в состав эквивалентной схемы нелинейные сопротивления, реальные статические характеристики идеализируются: заменяются отрезками прямых линий. Такая идеализация не вызывает затруднений для выходных характеристик, поскольку они имеют выраженные линейные участки. Входная и проходная статические характеристики, т.е. зависимости i_б=f(e_б) и i_к=f(e_б), как известно [1] , близки к экспоненциальным. Аппроксимирующие прямые, касательные к этим характеристикам, можно провести по-разному в зависимости от выбранного участка. Проведем касательные прямые к участкам характеристик i_к=f(e_б) и i_б=f(e_б), соответствующим большим рабочим токам i_к , i_б >>I_кб0 , которые харак­терны для ГТ (на рис.2,а - штриховые линии). Эти прямые пересекают ось абсцисс практически в одной точке при e_б =E′ , причем величина напряжения отсечки Е′ не зависит от типа транзистора, а определяется лишь материалом, из которого он изготовлен. Так, для кремниевых транзисторов Е′ составляет приблизительно 0,7В. Идеализированные статические характеристики ГТ показаны на рис.2,б. В отличие от реальных выходных характеристик, у идеализированных крутизна в активном состоянии принята равной нулю, что эквивалентно пренебрежению эффектом модуляции толщины базы [1].

6

2.2. Эквивалентная схема генераторного транзистора

Для описания работы ГТ воспользуемся известной [1] П-образной схемой замещения, которую дополним рядом элементов, учитывающих конструктивные особенности мощных генераторных транзисторов и особенности режимов их работы. Такая эквивалентная схема показана на рис.3. На этой схеме L_б ,L_э ,L_к отображают индуктивности выводов транзистора, резисторы r_б ,r_э ,r_к - омические сопротивления областей кристаллической структуры, прилежащих к переходам, рис.1,б. Следует отметить, что резистор r_э учитывает также результирующее сопротивление от сопротивлений r_{э. стаб} . У ГТ сопротивления r_б ,r_э ,r_к имеют порядок единиц - долей Ома.

Свойства эмиттерного перехода в закрытом состоянии отображаются барьерной емкостью С_э и сопротивлением утечки R_ут.э. Последнее у современных многоэмиттерных транзисторов может составлять 100…1000 Ом. Открыванию эмиттерного перехода на эквивалентной схеме соответствует замыкание ключа Кл_э ,которое происходит, когда напряжение на переходе превысит напряжение отсечки: e_эп ≥ E′. В открытом состоянии свойства эмиттерного перехода отображают элементы С_д , r_β . Диффузионная емкость С_д >> С_э учитывает свойство перехода накапливать неравновесный заряд q_б в базовой области (С_д = q_б /e_эп). Сопротивление рекомбинации r_β << R_yт.э отображает процесс рекомбинации электронно-дырочных пар в базе. Благодаря этому процессу через открытый эмиттерный переход протекает составляющая тока, синфазная с напряжением e_эп. Введение последовательно с цепочкой r_β, С_д ЭДС Е′ позволяет учесть сдвиг по напряжению на величину Е′ относительно начала координат идеализированной статической характеристики базового тока i_б =f(e_б), рис. 2,б.

Аналогичную релейную аппроксимацию можно применить и для отображения свойств коллекторного перехода транзистора. На рис.3 эквивалентная схема коллекторного перехода содержит две цепочки, аналогичные цепочке эмиттерного перехода. Эти цепочки, разделенные резистором r_б, соответствуют активной ("а") и пассивной (″п") частям коллекторного перехода (см.рис. 1,б). Элементы r_{β ка}, С_{д. ка} и r_{β кп}, С_{д. кп} учитывают процессы рекомбинации и накопления заряда в соответствующих областях коллекторного перехода; С_ка, С_кп – барьерные емкости.

7

8

Для дальнейшего анализа упростим эквивалентную схему ГТ на рис.3. Учтем, что сопротивление r_б имеет малую величину. Предположим также, что открывание активной и пассивной частей коллекторного перехода (замыкание ключей Кл_ка,Кл_кп) происходит одновременно. Это предположение справедливо для рассматриваемых ниже режимов работы ГТ. Сказанное позволяет отобразить на эквивалентной схеме коллекторный переход в виде одной цепочки С_к, r_βк, С_дк, Е′ с ключом Кл_к, причем

С_к ≈ С_кп +С_ка , С_{д. к} ≈ С_{д. кп} +С_{д. ка} , .

Упрощенная эквивалентная схема изображена на рис.4.

На эквивалентных схемах, рис.3,4, свойство усиления описывается генератором тока i^*_к ,связанным с эквивалентной схемой идеализированной модели транзистора, которая на рис.4 заключена между точками Б*-Э*-К*. Эта схема в активном состоянии (ключ Кл_э замкнут) показана отдельно на рис.5.

Она отличается от известной [1] схемы замещения наличием ЭДС Е′ в цепи эмиттерного перехода. ЭДС Е′ была введена выше для установления соответствия между эквивалентной схемой и идеализированными статическими характеристиками. Для дальнейшего анализа это различие не является существенным.

В эквивалентной схеме идеального транзистора величина тока генератора i^*_к определяется, как известно [1] ,током базы i^*_б, причем зависимость i^*_к от i^*_б является линейной и в операторной форме может быть записана в виде

9

(1)

где h_21эо = τ_β / τ_т – статический коэффициент усиления тока в схеме с ОЭ (ω→0); τ_β = r_β C_д – постоянная времени рекомбинации заряда в области базы; τ_т – параметр, равный времени пролета неосновных носителей через базу и зависящий от конструкции транзистора; р – линейный дифференциальный оператор (d /dt).

Рассмотрим возбуждение идеального транзистора базовым током, в котором имеется постоянная и гармоническая составляющие

(2)

причем I^*_б0 >I_б, так как лишь в этом случае не происходит запира­ния эмиттерного перехода в течение периода высокой частоты. В установившемся режиме коллекторный ток содержит постоянную и гармоническую составляющие

(3)

которые в соответствии с (1) выражаются через составляющие базового тока (2):

где

(4)

– комплексный коэффициент передачи тока (p→jω). Из (4) определяем модуль и фазу h_21э (ω)

(5,а)

(5,б)

Графики │h_21э│и φ_β как функции частоты построены на рис.6. Как видно из графиков, на частоте ω=ω_β =1/τ_β величина │h_21э│ уменьшается в раз по сравнению с h_21э0 , а φ_β = 45°. На частоте, равной

ω_т =1/τ_т =h_21э0ω_β , (6)

│h_21э │≈1 ; φ_β ≈90˚.

10

Следует отметить, что в эквивалентной схеме реального транзистора, рис.4, частотная зависимость тока генератора i^*_к , связанная с элементами r_β ,С_д эмиттерного перехода, в значительной степени определяет инерционность транзистора. Влияние других элементов на частотные свойства транзистора оказывается менее существенным, но возрастает с увеличением частоты.

Рабочие частоты транзистора условно разделяют на три области:

а) "низкие" частоты (НЧ)

ω < 0,3ω_β = ,

где h_21э (ω)≈h_21э0 ;

б) "средние" частоты (СЧ)

0,3ω_β < ω<3ω_β ,

где справедливо точное выражение

в) "высокие" частоты (ВЧ)

ω>3ω_β = ,

где

. (7)

Как нетрудно видеть, выделение областей НЧ и ВЧ производится таким образом, чтобы в этих областях выполнялись неравенства

ωτ_β <<1 (НЧ) ; ωτ_β >>1 (ВЧ).

11

Эти неравенства можно преобразовать следующим образом:

ωС_д <<1 /r_β (НЧ) ; ωС_д >>1/r_β (ВЧ).

Следовательно, в области НЧ в эквивалентной схеме на рис.4 можно пренебречь проводимостью емкости С_д по сравнению с активной проводимостью 1/r_β ,в области ВЧ — наоборот, сохранить лишь емкостную проводимость. В области СЧ необходимо учитывать обе проводимости. Указанные особенности частотных областей используются при анализе работы транзистора.

Рассмотрим теперь, как эквивалентной схемой отображаются различные состояния транзистора. Для этого вновь обратимся к полной эквивалентной схеме, рис 4 ,полагая, что величина тока генератора i_к связана с током, протекающим через открытый эмиттерный переход, соотношением (1). Состоянию отсечки соответствуют разомкнутые ключи Кл_э, Кл_к . Токи i^*_б =i^*_к =0 . Входной ток реального транзистора i_б ,тем не менее отличен от нуля, так как может замыкаться через элементы С_э, R_{ут. э} эмиттерного перехода.

В активном состоянии замыкается ключ Кл_э (открывается эмиттерный переход), появляется ток i^*_к ,управляемый со стороны базы током i^*_б по закону (1). Поскольку С_д >>С_э, С_к; r_β <<R_{ут. э}, можно считать, что i_б ≈ i^*_б. Выходной ток транзистора i_к ,строго говоря, отличен от тока генератора i^*_к , так как часть этого тока может замыкаться черен емкость С_к и элементы эмиттерного перехода. Роль емкости С_к коллекторного перехода в образовании внутренней обратной связи в транзисторе подробно рассмотрена в [2] , где показано, что С_к образует основную часть выходной емкости транзистора. В этом нетрудно убедиться, если учесть, что в реальных транзисторах выполняется условие: С_к <<С_э и, тем более, сопротивление этой емкости 1/ωС_к много меньше сопротивления открытого эмиттерного перехода. Поэтому часть тока генератора i^*_к, протекающую через С_к, можно приблизительно учесть, зашунтировав этот генератор емкостью С_к. Обратная связь через С_к приводит также [2] к образованию активной составляющей выходной проводимости транзистора, величина которой при ω≥3ω_β практически не зависит от частоты. Отметим, что элементами внутренней обратной связи являются также сопротивление r_э индуктивность L_э эмиттерного вывода транзистора. В последующем реакцией коллекторной цепи на входную через элементы С_к, r_э. L_э пренебрежем. Емкость С_к как выходная емкость транзистора учитывается обычно в составе его коллекторной нагрузки.

12

В состоянии насыщения дополнительно к эмиттерному открывается коллекторный переход (замыкается ключ Кл_к). Это происходит при достижении напряжением e_кп положительной величины, равной пороговой Е' ¹⁾. Если пренебречь малым сопротивлением открытых коллекторного и эмиттерного переходов, а также влиянием индуктивностей L_к и L_э , коллекторная цепь транзистора в этом состоянии представляет собой сопротивление насыщения r_нас ≈ r_к +r_э . Генератор тока i^*_к в состоянии насыщения из эквивалентной схемы исключается, так как он используется для описания работы транзистора только в активном состоянии (см.рис.5). Коллекторный ток i_к в состоянии насыщения определяется внешним напряжением, приложенным к зажимам К-Э транзистора.

Инверсному состоянию, когда открыт коллекторный переход и закрыт эмиттерный, на эквивалентной схеме, рис.4, соответствуют замкнутый ключ Кл_к и разомкнутый Кл_э. Поскольку при этом i_к =0, данная эквивалентная схема не учитывает усилительных свойств транзистора при инверсном включении ²⁾, что допустимо для реальных случаев использования мощных генераторных транзисторов.

В заключение отметим, что параметры эквивалентной схемы, рис.4, для конкретных типов транзисторов определяются из специально проводимых экспериментов, в частности, часть параметров можно найти из статических характеристик, если предварительно привести их к идеализированному виду, рис.2,б. Так, крутизна входной характеристики i_б(е_б)связана с r_б и r_э, а также с коэффициентом h_21э0 соотношением:

.

Крутизна характеристики i_к(е_б) равна S= h_21э0S_б . Наклон выходных характеристик i_к(е_к) в состоянии насыщения определяется сопротивлением насыщения r_нас; наклон входной характеристики в состоянии отсечки – сопротивлением R_ут.э

_______________________

¹⁾ Под напряжением е_кп понимается прямое напряжение p-n переходе.

²⁾ Для учета усилительных свойств транзистора при инверсном включении потребовалось бы добавить в эквивалентную схему генератор тока i^*_{к инв} параллельно цепи эмиттерного перехода.

13

Для определения граничных частот ω_т и ω_β измеряют модуль коэффициента усиления по току транзистора в схеме с ОЭ │h_{21э. изм}│=I_к / I_б на высокой частоте ω_изм >3ω_т /h_21э0 . Согласно (7) и (6) определяют:

ω_т =│h_{21э изм}│ω_изм ; ω_β =ω_т /h_21э0 .

Статический коэффициент усиления по току h_21э0 =I_к0 / I_б0 следует определять при достаточно больших значениях I_к0, I_б0, рабочих для данного транзистора, так как h_21э0 сильно зависит от уровня токов. Значение │h_{21э изм}│ напротив следует находить при малых амплитудах I_к << I_к0, I_б << I_б0, чтобы в течение периода высокой частоты, во-первых, транзистор работал в активном состоянии, во-вторых, незначительно менялся уровень его токов.

Отметим, что эквивалентная схема, рис.4, достаточно точно отражает свойства реальных транзисторов лишь в области частот ω ≤ 0,5ω_т. На частотах ω ≥ 0,5ω_т необходимо учитывать дополнительный фазовый сдвиг в h_21э, а для СВЧ транзисторов – паразитные емкости.

2.3. Режимы работы генератора с внешним возбуждением

При генерации значительной мощности ВЧ колебаний транзистор работает с большими переменными токами и напряжениями, соизмеримыми с постоянными. Совокупность мгновенных значений токов и напряжений на транзисторе на интервале ВЧ колебания определяют режим работы генератора.

Выделяют режим работы транзистора без отсечки тока, когда транзистор не выходит из активного состояния (его называют режимом "класса А"). В таком режиме транзистор обеспечивает наибольший коэффициент усиления по мощности, а при усилении колебаний с меняющейся амплитудой – наибольшую для данного прибора линейность модуля­ционной характеристики. При усилении гармонических колебаний форма коллекторного тока близка к гармонической, что позволяет исключить фильтры в межкаскадных цепях и строить генераторы неперестраиваемыми широкодиапазонными. Эти важные преимущества обуславливают широкое использование такого режима работы транзистора в предварительных (сравнительно маломощных) каскадах передатчика, а в ряде случаев – в предоконечных и даже в оконечных каскадах, несмотря на существенный недостаток – невысокий КПД генератора и большую рассеиваемую мощность на коллекторе транзистора Р_к, причем ее максимальное значение достигается в режиме отсутствия ВЧ колебаний и равно мощности, потребляемой от источника коллекторного питания.

14

Для уменьшения рассеиваемой мощности Р_к в транзисторе, повышения КПД коллекторной цепи η=Р₁/Р₀ и мощности в нагрузке выбирается режим работы транзистора с отсечкой тока. При такой работе часть периода ВЧ колебаний эмиттерный переход закрыт, транзистор находится в состоянии отсечки. В другую часть периода ВЧ колебаний при открытом эмиттерном переходе транзистор может находиться в активном состоянии или в состоянии насыщения. ¹⁾ По этому признаку различают два крайних режима работы:

недонапряженный режим – транзистор попеременно находится в состоянии отсечки или в активном состоянии;

ключевой режим – транзистор попеременно находится в состояниях отсечки или насыщения. Промежуточное положение занимает перенапряженный режим (или неполный ключевой режим), при котором транзистор оказывается попеременно в состояниях отсечки, активном и насыщения. Граничным между недонапряженным и перенапряженным режимами является критический режим, когда в некоторый момент времени транзистор находится на границе между активным состоянием и состоянием насыщения. Такая классификация совпадает с классификацией режимов работы ламповых генераторов [2], только здесь добавляется ключевой режим, который условно можно рассматривать как предельный случай перенапряженного режима.

Отметим, что для мощных генераторных транзисторов характерно низкое сопротивление эмиттерного перехода как в открытом, так и в закрытом состоянии, значительно меньшее, чем внутреннее сопротивление эквивалентного источника возбуждения с учетом индуктивностей выводов данного транзистора и индуктивностей монтажа. Поэтому можно считать, что возбуждение транзистора (точнее, его эмиттерного перехода) осуществляется от генератора тока, в частности, от генератора гармонического тока i_г(ωt)=I_гcosωt. Из-за нелинейности входного сопротивления транзистора при переходе его из состояния отсечки в активное состояние и обратно, напряжение на эмиттерном переходе (а также между выводами эмиттера и базы) оказывается негармоническим. В этом основное отличие теории генератора на мощном биполярном транзисторе от теории ламповых генераторов: последняя строится в предпосылке гармонической формы напряжения на входе (между сеткой и катодом) лампы.

________________________

¹⁾ В некоторых случаях, например, при значительном рассогласовании с нагрузкой транзистор в течение небольшой части периода ВЧ колебаний может находиться в инверсном состоянии.

15

2.3.1. Недонапряженный (критический) режим

Для изучения характерных особенностей этого режима определим формы токов и напряжений в транзисторе, включенном по схеме с ОЭ при возбуждении гармоническим током i_г(ωt)=I_гcosωt. Для этого воспользуемся эквивалентной схемой, рис.4, в которой пренебрежем влиянием индуктивностей выводов L_б, L_э, L_к, сопротивлениями r_б, r_э, r_к, а также внутренней обратной связью через емкость С_к. При этом можно перейти к упрощенной эквивалентной схеме, показанной на рис.7,а, в которой е_эп(ωt) =е_б(ωt) и ток i_б(ωt)=I_б0+I_гcosωt (постоянная составляющая задается в генераторе цепью смещения на базу). При напряжении е_эп(ωt)<Е′ эмиттерный переход закрыт и входная цепь транзистора определяется параллельным соединением сопротивления утечки R_уэ и барьерной емкости С_э ,постоянная времени которых равна τ_зак= R_уэС_э. В течение другой части периода эмиттерный переход открыт, напряжение на эмиттерном переходе е_эп(ωt)>Е′ и входная цепь транзистора определяется параллельным соединением сопротивления r_β и диффузионной емкости С_д с постоянной времени τ_отк=τ_β=r_βС_д, причем τ_отк<<τ_зак. Временные зависимости i^*_б(ωt), i^*_к(ωt) и напряжения е_эп(ωt) в схеме, рис.7,а, определяются из совместного решения системы двух линейных дифференциальных уравнений, описывающих процессы в транзисторе при открытом и закрытом эмиттерном переходе[2].

Определим вид временных зависимостей i^*_б(ωt), i^*_к(ωt) и е_эп(ωt) вначале на очень низких, затем на высоких частотах. Это можно сделать качественно, не решая дифференциальных уравнений. На очень низких частотах (ω <0,3/ τ_зак ) допустимо пренебречь не только влиянием емкости С_д (как в области НЧ), но и емкости С_э. Эквивалентная схема принимает вид, показанный на рис.7,б. Заметим, что в рассматриваемом частотном диапазоне вместо эквивалентной схемы, рис.7,б, можно было бы воспользоваться статическими характеристиками, рис.2, и получить более точные результаты, учитывающие влияние сопротивлений r_б, r_э. Однако

для общности, предполагая в дальнейшем учесть инерционность транзистора, будем проводить анализ с помощью эквивалентной схемы, рис.7,б.

16

17

При разомкнутом ключе Кл_э токи i^*_б(ωt)=0, i^*_к(ωt)=0 , а входной ток i_б(ωt) протекает через сопротивление R_уэ и создает напряжение на закрытом эмиттерном переходе косинусоидальной формы е_эп.зак(ωt)=R_уэ.i_б(ωt), рис. 8,а. Когда это напряжение достигает уровня Е', происходит открывание эмиттерного перехода и появляются токи i^*_б(ωt)≈ i_б(ωt) и i^*_к(ωt)=h_21э0i^*_б(ωt). Точки, в которых е_эп.зак= Е', определяют значение угла отсечки θ импульсов i^*_б(ωt) и i^*_к(ωt). Очевидно, эти импульсы представляют собой отрезки симметричных косинусоид. Напряжение на открытом эмиттерном переходе, образующееся за счет протекания тока i^*_б через сопротивление r_β , е_{эп. отк}=r_βi^*_б(ωt), также имеет форму косинусоиды, но малой амплитуды по сравнению с напряжением е_{эп зак}, так как r_β << R_уэ .

На высоких частотах ω>3/τ_отк=3ω_β, наоборот, можно пренебречь сопротивлениями R_уэ и r_β, считая сопротивление эмиттерного перехода в обоих состояниях емкостным (1/jωС_э и 1/jωС_д), и перейти к эквивалентной схеме на рис.7,в. Входной ток i_б(ωt) будет поочередно протекать через С_д (при замкнутом ключе Кл_э) или через С_э (при разомкнутом Кл_э). Формы импульсов токов, рис.8,б, протекающих через емкости С_д и С_э, представляют собой отрезки косинусоиды тока i_б(ωt), несодержащие постоянной составляющей, цепь которой в схеме на рис.7,в оказывается разорванной. При этом в соответствии с соотношением (7) ток i^*_к(ωt) отстает по фазе от i^*_б(ωt) на π/2 и, следовательно, имеет форму симметричных косинусоидальных импульсов с углом отсечки θ. Напряжение на эмиттерном переходе как в открытом, так и в закрытом состояниях представляет собой отрезки косинусоид, сдвинутых относительно тока i_б(ωt) на π/2 вследствие протекания тока i_б(ωt) через емкости С_д и С_э. При этом е_{эп. отк} по сравнению с е_{эп. зак} имеет малую амплитуду, поскольку С_д >> С_э . Таким образом, на высоких частотах импульсы тока i^*_к(ωt) и напряжения е_эп(ωt) , как и на очень низких частотах, представляют собой отрезки симметричной косинусоиды, запаздывающей на π/2 относительно возбуждающего тока i_б(ωt) .

18

19

Н а низких и средних частотах 0,3/τ_зак <ω < 3/τ_отк из-за неравенства постоянных времени (τ_зак ≠τ_отк ) при переходе транзистора из состояния отсечки в активное и обратно (при замыкании и размыкании ключа Кл_э в схеме на рис. 7,б) появляются переходные процессы. В результате импульсы тока i^*_к(ωt) становятся несимметричными, рис.9. Нарушается симметрия также в форме напряжения е_эп (ωt). Однако, как показывает анализ [3], это приводит к незначительным изменениям в расчетах входной и выходной цепей генератора. Тем не менее, "перекосов" в импульсах i^*_к стремятся избежать особенно в широкодиапазонных двухтактных генераторах при работе транзисторов с углом отсечки θ = 90°("класс В"). "Перекосы" в импульсах i^*_к(ωt) в этих генераторах приводят к негармонической форме выходного напряжения (из-за присутствия в коллекторном токе нечетных выс­ших гармоник, которые не подавляются двухтактной схемой).

У странение "перекосов" в импульсах i^*_к(ωt) достигается включением дополнительного шунтирующего сопротивления R_д между выводами базы и эмиттера транзистора, рис.10. Сопротивление R_д выбирают из условия выравнивания постоянных времени эмиттерного перехода в закрытом и открытом состояниях

т.е. равным

при R_у.э → ∞ .

20

Поскольку R_д >>r_б, можно считать, что это сопротивление включается параллельно эмиттерному переходу транзистора и на частотах ω<3ω_т /h_21э0 выравнивает его постоянные времени. Одновременно сопротивление R_д снижает обратное напряжение на закрытом эмиттерном переходе U_{бэ max}, рис.8,а, так как теперь при закрытом эмиттерном переходе ток i_б(ωt) протекает через более низкое сопротивление. Эта роль R_д особенно существенна в каскадах, которые возбуждаются от генератора гармонического тока. В таких каскадах, к которым прежде всего относятся мощные генераторы, включение R_д с целью снижения U_{бэ max} оказывается целесообразным не только на низких и средних, но и на высоких частотах.

Таким образом, при включении R_д и возбуждении гармоническим током i_г=I_гcosωt во всем диапазоне рабочих частот транзистора импульсы тока i^*_к(ωt) будут в недонапряженном режиме близки к отрезкам симметричной косинусоиды с углом отсечки θ. Инерционность транзистора в данном случае проявляется в том, что с ростом частоты увеличивается фазовый сдвиг Δφ=φ_β между максимальными значениями токов i_г(ωt) и i^*_к(ωt), а также уменьшается высота импульсов коллекторного тока (│h_21э (ω)│ падает), рис.11, (см. частотные зависимости φ_β(ω), │h_21э (ω)│ на рис.6). Эти явления, как было показано, обуславливаются влиянием емкостей C_д, C_э эмиттерного перехода.

21

Выходной ток транзистора i_к из-за влияния обратной связи через емкость С_к несколько отличается от тока i^*_к (по амплитуде и по фазе). Однако сделанные выводы относительно формы коллекторного тока, зависимости его амплитуды и фазы от частоты в целом остаются справедливыми.

2.3.2. Расчет входной цепи транзистора в недонапряженном режиме

Расчетные формулы даются на основании соотношений в [3, с. 111 – 114], записанных без учета обратной связи через емкость С_к при заданной (или известной из расчета коллекторной цепи) постоянной составляющей I_ко коллекторного тока и для заданного угла отсечки θ. Параметры транзистора П302, используемого в лабораторном макете, даны в прил. А. Значения коэффициентов α₁, γ₀, и cosθ берутся из прил. Б.

1. Амплитуда тока базы (равная амплитуде возбуждающего тока)

. (8)

2. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе не должно превышать предельно допустимого:

3. Постоянная составляющая базового тока

.

4. Необходимое напряжение смещения на эмиттерном переходе

.

В заключение отметим, что при построении широкодиапазонных генераторов должна обеспечиваться постоянная в рабочем диапазоне частот ω_н…ω_в величина мощности в нагрузке Р₁(ω)≈const. Данное обстоятельство требует постоянства нагрузочного сопротивления в коллекторной цепи транзистора Z_эк(ω)=R_эк=const и поддержания I_к1(ω)≈const, поскольку Р₁=0,5I²_к1R_эк. При сохранении постоянства угла отсечки θ ≈ const это потребует обеспечения неизменной амплитуды I_кm импульсов коллекторного тока, рис.11, или его постоянной составляющей I_к0.

22

Как нетрудно видеть из формулы (8), для поддержания I_кm , I_к0≈const с ростом частоты потребуется увеличивать амплитуду I_г возбуждающего тока. Характерный вид зависимости I_г(ω), построенной при условии I_к0=const, показан на рис. 12.

В реальных транзисторах напряжение е_б(ωt) между базовым и эмиттерным выводами с ростом частоты все сильнее начинает отличаться от е_эп(ωt) из-за влияния r_б, r_э и L_б, L_э. В результате с ростом частоты входное сопротивление реального транзистора будет определяться, главным образом, сопротивлениями r_б, r_э и индуктивностями L_б, L_э и, в меньшей мере, емкостью эмиттерного перехода. В результате напряжение е_б(ωt) приближается к гармоническому. В частности, для транзистора П302,используемого в лабораторном стенде, у которого r_э = 0, а влиянием L_б и L_э на частотах меньших 100 кГц можно пренебречь, отличие напряжения е_б(ωt) от напряжения е_эп(ωt) обусловлено падением напряжения тока i_б(ωt) на сопротивлении r_б (на рис. 8,а,б напряжение е_б(ωt) показано штриховыми линиями). Из рисунка 8,б видно, что на высоких частотах е_б(ωt) по амплитуде значительно больше е_эп(ωt) , а его форма приближается к гармонической.

2.3.3. Перенапряженный и ключевой режимы

В этих режимах форма импульсов i_к(ωt) зависит не только от амплитуды и формы входного тока, но и от характера и величины коллекторной нагрузки (вида колебательной системы и ее связи с нагрузкой). В дальнейшем будем рассматривать раздельно генераторы с резонансной (избирательной) и резистивной (широкодиапазонной) нагрузками. Для простоты будем анализировать работу генераторов на достаточно низких частотах, на которых можно пренебречь влиянием инерционности транзистора, обусловленной емкостями эмиттерного перехода, а также накопительным процессом в коллекторном переходе.

23

Как отмечалось выше, в перенапряженном режиме транзистор попеременно находится в состоянии отсечки, активном и насыщения, в ключевом – переходит из отсечки в насыщение, минуя активное состояние. Учитывая сказанное, эквивалентную схему коллекторной цепи транзистора в названных режимах можно изобразить в виде, показанном на рис.13 без учета влияния емкости С_к и в предположении, что на достаточно низких частотах h_21э ≈h_21э0 .

На рис.13 ключ Кл переключается в правое положение при переходе транзистора в состояние насыщения, когда при открытом эмиттерном переходе открывается также коллекторный. Последнее происходит, если прямое напряжение на коллекторном переходе достигает порогового значения е_кп ≥Е' (см.рис.4). Поскольку амплитуда переменного напряжения на открытом эмиттерном переходе мала, рис.8, можно считать, что е_эп.отк ≈Е'. Следовательно, как видно из рис.4, переход в режим насыщения (открывание коллекторного при открытом эмиттерном переходе) происходит при напряжении между точками К* и Э* е_к*-э*≤0, что и отмечено на рис.13. Напряжение на зажимах К-Э транзистора е_кэ = е_к отличается от е_к*-э* за счет падения напряжения, создаваемого током i_к ≈ i^*_к на сопротивлениях r_к и r_э . Поэтому условие перехода в состояние насыщения можно запи­сать также в виде

е_к ≤ е_{к. ост} =i_к (r_э +r_к)= i_к r_нас .

24

Построенной на рис.13 эквивалентной схемой коллекторной цепи транзистора воспользуемся для анализа работы генератора в перенапряженном и ключевом режимах.

Работу генератора с резонансной нагрузкой рассмотрим на примере простейшей схемы, рис.14, генератора с параллельным контуром в коллекторной цепи с высокой добротностью Q=R_э / ρ >>1 , где

R_э = R_э0 R_н /(R_э0 + R_н ) , R_э0 =Q₀ ρ .

Q₀ и R_э0 – добротность и эквивалентное сопротивление ненагруженного контура; ρ - характеристическое сопротивление. Контур настроен в резонанс на частоту возбуждающего тока . Схема подачи напряжения смещения на базу транзистора на рис.14 не показана. Следует отметить, что резистор R_Д следует включать на высокой частоте.

На рис.15 показана трансформация формы импульсов коллекторного тока i_к(ωt) и напряжения е_к(ωt) по мере возрастания напряженности режима. В недонапряженном режиме, рис.15,а, ток коллектора, как было показано выше, близок по форме к симметричным косинусоидальным импульсам с углом отсечки θ.

Благодаря фильтрующим свойствам контура и настройке его в резонанс форма напряжения на коллекторе е_к(ωt) близка к гармонической. При увеличении амплитуды входного тока I_г возрастает высота импульсов I_кm коллекторного тока, амплитуда первой гармоники I_к1 и, следовательно, амплитуда напряжения на коллекторе U_к = I_к1R_э. При определенном значении U_к наступает критический режим, рис.15,б, при котором в момент ωt=0, когда i_к(0)=I_кmах, напряжение е_к(ωt) достигает минимального значения е_к(0)=е_кост=r_насI_кmах. Дальнейшее увеличение амплитуды возбуждения (и соответственно амплитуды U_к) переводит генератор в

25

26

перенапряженный режим, так как на части периода высокой частоты оказывается е_к(ωt)< е_кост (ключ на эквивалентной схеме, рис.13, переключается в правое положение, соответствующее состоянию насыщения). На интервале насыщения контур шунтируется сопротивлением r_нас и формы тока i_к(ωt) и напряжения е_к(ωt) зависят от того, насколько значительно это шунтирование. Степень шунтирования оценивается величиной q_нас=r_нас /ρ.

При q_нас >1, что более характерно для ламповых генераторов, нежели транзисторных, контур незначительно шунтируется сопротивлением r_нас. На этапе насыщения от –θ₁ до θ₁ напряжение на коллекторе остается гармоническим, рис,15в. Поскольку в соответствии с эквивалентной схемой, рис.13, в насыщении i_к =e_к /r_нас в импульсе коллекторного тока появляется симметричный провал косинусоидальной формы.

При q_нас <1, что специфично для современных мощных генераторных транзисторов, на этапе насыщения от –θ₁ до θ₁ контур шунтируется относительно малым сопротивлением r_нас . В результате в эту часть периода напряжение на коллекторе уплощается и остается практически неизменным е_к(ωt)= r_насi_к(ωt)≈0, рис.15,г, тогда как в импульсе i_к появляется несимметричный провал пилообразной формы.

Отметим, что при определенных соотношениях между напряжением Е_к коллекторного питания, коллекторной нагрузкой R_э и амплитудой возбуждения I_г возможно появление инверсного состояния: переход в сильно перенапряженный режим, при котором i_к(ωt)<0, е_к(ωt)<0 (на рис.15,в,г показано штриховыми линиями).

При дальнейшем увеличении амплитуды возбуждения длительности активных этапов (–θ₁ <|ωt|< θ) сокращаются и в пределе генератор переходит в ключевой режим. Соответствующие осциллограммы показаны на рис. 15,д для случая q_нас >1. При q_нас <1 осциллограммы рассмотрены в[4].

Эквивалентную схему коллекторной цепи транзистора, рис.13, для ключевого режима работы можно упростить и представить в виде ключа с последовательно включенным сопротивлением насыщения r_нас, рис.16. Моменты замыкания и размыкания ключа определяются током возбуждения. Величина и форма тока i_к(ωt) в ключевом режиме зависят, как следует из эквивалентной схемы на рис.16, лишь от напряжения е_к(ωt).

27

Как показано в [4,с.83], применение ключевого режима в генераторе с высокодобротным LС - контуром не позволяет достигнуть высоких энергетических показателей (как при q_нас>1, так и при q_нас <1). Поэтому ключевой режим в таких генераторах не применяется. Широкое применение ключевой режим находит [2] в генераторе с резистивной нагрузкой, работа которого рассматривается ниже.

Схема генератора показана на рис.17. Для исключения потерь мощности постоянного тока в сопротивлении R_н в генераторе на рис. 17 использовано параллельное питание цепи коллектора.

28

На рис.18 приведены временные зависимости коллекторного напряжения е_к(ωt) и тока i_к(ωt) в четырех возможных режимах работы, смена которых происходит по мере возрастания амплитуды тока возбуждения. Отличие данной схемы от ранее рассмотренной с резонансной нагрузкой состоит в том, что в состоянии насыщения в коллекторной цепи транзистора протекает ток постоянной величины, определяемый напряжением коллекторного питания Е_к, сопротивлениями нагрузки R_н и насыщения r_нас (см. рис.13). Благодаря этому в перенапряженном режиме импульсы i_к(ωt) и е_к(ωt) уплощаются, а в ключевом режиме становятся прямоугольной формы. Отметим, что в схеме генератора на рис.17 коллекторное напряжение е_к(ωt) колеблется вокруг напряжения питания Е_к и на части периода превышает Е_к, поскольку постоянная составляющая Е_к связана с переменным напряжением е_к(ωt) интегральным соотношением , аналогично тому, как постоянная составляющая I_ко связана с переменным током i_к(ωt) коллектора.

Более подробно работа ключевого генератора с резистивной нагрузкой, а также других типов ключевых генераторов рассмотрена в [2,4].

2.3.4. Нагрузочные характеристики

В теории линейных электрических цепей обычно рассматривается генератор (источник сигнала) с постоянными ЭДС и внутренним сопротивлением 0<R_i<∞. В частных случаях это сопротивление принимается бесконечно большим R_i → ∞ (генератор тока) или бесконечно малым R_i →0 (генератор напряжения). Для генераторов с постоянным R_i нагрузочные характеристики хорошо известны.

В мощных каскадах радиопередатчиков генераторы обычно работают с относительно большими переменными составляющими токов и напряжений в нелинейных режимах. В результате величина ЭДС и внутреннее сопротивление эквивалентного источника, усредненные по первой гармонике, сильно зависят от сопротивления нагрузки. По этой причине нагрузочные характеристики таких генераторов существенно отличаются от нагрузочных характеристик генераторов с постоянным внутренним сопротивлением. Ограничимся качественным рассмотрением нагрузочных характеристик, показывающих зависимость режима работы

29

генератора от сопротивления нагрузки, на примере генератора с резонансной нагрузкой, рис.14. При условии R_э0>>R_н можно считать коллекторную нагрузку транзистора равной R_э ≈ R_н и рассматривать нагрузочные характеристики в зависимости от R_н .

При малом значении сопротивления нагрузки R_н < R_н.кр и малой амплитуде U_к< U_{к. кр} генератор находится в недонапряженном режиме. Как было показано выше, в недонапряженном режиме коллекторная цепь транзистора эквивалентна генератору тока сложной формы с R_i → ∞ (см.рис.7 и рис. 11). Поэтому теоретически первая гармоника и постоянная составляющая коллекторного тока I_к1 , I_ко и подводимая мощность Р₀= I_к0Е_к не зависят от R_н, а напряжение на контуре U_к ≈ I_к1R_н и генерируемая мощность Р₁≈0,5I²_к1R_н увеличиваются пропорционально R_н рис. 19.

В критическом режиме (R_н=R_н.кр) U_к = U_к.кр, и при минимальном мгновенном напряжении на коллекторе транзистор находится на границе насыщения: е_{к min}= е_{к. ост}. = е_к(0) = E_к - - U_{к. кр} (рис. 15,б).

При переходе в перенапряженный режим рост напряжения U_к прекращается из-за ограничивающего действия коллекторного перехода – на интервале насыщения выходное сопротивление транзистора определяется малым сопротивлением r_нас, рис13. Поэтому усредненное по первой гармонике внутреннее сопротивление эквивалентного генератора в коллекторной цепи оказывается малым и транзистор близок к генератору напряжения с амплитудой U_г ≈ U_{к. кр} ≈ Е_к и R_i →0. По мере увеличения R_н увеличивается длительность этапа насыщения, соответственно, увеличивается провал в импульсе тока i_к(ωt) и следовательно, уменьшается первая гармоника I_к1 и постоянная составляющая I_к0 тока. Мощность в нагрузке снижается обратно пропорционально R_н.

Из рис.19 видно, что максимальная мощность в нагрузке оказывается в критическом режиме. Одновременно КПД η=Р₁/Р₀ также достигает максимального значения вблизи критического режима. Хотя при переходе

30

в перенапряженный режим КПД изменяется мало, но мощность в нагрузке, а значит, коэффициент усиления по мощности К_р уменьшаются значительно. Поэтому оптимальным считается критический режим. На рис.19 штриховыми линиями показаны нагрузочные характеристики реального генератора. В недонапряженном режиме заметные различия теоретических и реальных характеристик на низких частотах обусловлены конечным наклоном статических характеристик i_к(e_к ) в активном состоянии транзистора (см. рис.2,а), а на высоких частотах— влиянием обратной связи через емкость С_к. Вблизи критического режима эти отклонения обусловлены также отсутствием резкой границы между активным состоянием и состоянием насыщения у реальных транзисторов.

2.3.5. Расчет коллекторной цепи транзистора

Расчет выполняется на основании соотношений, приведенных в [3, c.109-111] для критического режима в транзисторном генераторе с резонансной нагрузкой при заданных генерируемой мощности Р₁, напряжении коллекторного питания Е_к и угле отсечки θ. Параметры транзистора П302, коэффициенты разложения косинусоидального импульса α₀(θ) и α₁(θ) даны в прил. А и Б.

1. Амплитуда переменного напряжения на коллекторе U_к в критическом режиме:

.

2. Максимальное напряжение на коллекторе U_кmax не должно превышать предельно допустимое U_{кэ. доп}:

U_{к max} =E_к+U_{к. кр} <U_{кэ. доп.}

3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока

I_к1=2Р₁/U_{к. кр}.

4. Постоянная составляющая коллекторного тока

I_к0 =(α₀(θ)/ α₁(θ)) I_к1 (при θ<180˚).

5. Максимальная величина I_кmax коллекторного тока не должна превышать предельно допустимую:

< I_{к. доп} (при θ<180˚).

6. Мощность, потребляемая от источника коллекторного питания:

Р₀ =Е_к I_к .

31

7. КПД коллекторной цепи

η=Р₁ /Р₀.

8. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора

Р_к = Р₀ -Р₁.

9.Температура t˚_п переходов транзистора не должна превышать предельно допустимую

t˚_п С=t˚_с С+Р_к R_пс ≤ t˚_{п доп} C ,

где R_пс – тепловое сопротивление переход-среда транзистора; t˚_с С – температура окружающей среды (обычно t˚_с ≈ 25° С).

10. Сопротивление коллекторной нагрузки для получения критического режима

R_{э. кр} =U²_{к. кр} /2Р₁ .

11.Активное сопротивление нагрузки, включаемое параллельно колебательному контуру:

где R_э0 - эквивалентное сопротивление ненагруженного колебательного контура.

2.3.6. Сравнительные свойства режимов транзисторного генератора

В заключение дадим сравнительную характеристику различных режимов работы транзисторного генератора и укажем области их практического применения. Применительно к транзисторным генераторам оправдано противопоставление двух режимов: недонапряженного и ключевого, которые качественно различаются по способу управления током коллектора и величине достижимого КПД генератора.

В недонапряженном режиме, когда транзистор представляется эквивалентной схемой, рис.7,а-в, амплитуда и форма коллекторного тока i^*_к(ωt) определяются током базы и слабо зависят от напряжения коллекторного питания и сопротивления коллекторной нагрузки Z_э . Как видно из рис.15,а, в активном состоянии ток коллектора протекает при достаточно большом коллекторном напряжении e_кr_насI_кm. Это обуславливает относительно большую рассеиваемую мощность на коллекторе как мгновенную P_к(ωt)= e_к(ωt) i_к(ωt), так и усредненную за период ВЧ колебаний:

32

(9)

В ключевом режиме транзистор представляется эквивалентной схемой, рис.16, из которой следует, что величина и форма тока i_к(ωt) определяется напряжением коллекторного питания Е_к и сопротивлением коллекторной нагрузки Z_э. При этом входной ток определяет лишь длительность этапов насыщения и отсечки. Поскольку в состоянии насыщения ток i_к(ωt) протекает при минимально возможном напряжении на коллекторе (e_к=r_нас∙i_к) существенно снижается мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора. Соотношение (9) для ключевого режима принимает вид

откуда следует, что, если r_нас→0, то мощность Р_к→0. Снижение рассеиваемой мощности повышает надежность работы транзистора, упрощает систему его охлаждения и тем самым уменьшает массу и габариты всего устройства. Ввиду того, что в схемах ключевых генераторов (см. например, рис.17) амплитуда и форма тока определяются параметрами коллекторной цепи (и в незначительной степени сопротивлением r_нас), в этих схемах оказывается слабой зависимость выходной мощности от параметров транзистора(h_21э0, r_нас и др.) и от изменений амплитуды возбуждения (при условии сохранения состояния насыщения). Благодаря этому при замене транзисторов не требуется специальный их подбор и дополнительная регулировка аппаратуры.

Различия в способе управления током коллектора определяют и ограничивают области применения того и другого режимов. Ключевой режим можно использовать только для усиления ВЧ колебаний с постоянной амплитудой, например, ЧМ и ФМ колебаний, при импульсной, телеграфной работе (амплитудной, частотной, фазовой телеграфии), а также при осуществлении коллекторной амплитудной модуляции. В то же время его нельзя использовать при усилении колебаний с меняющейся амплитудой, а также при осуществлении базовой или эмиттерной амплитудной модуляции. Наоборот, недонапряженный режим целесообразно применять в генераторах, где необходимо управлять амплитудой колебаний со стороны входа транзистора, например, при усилении AM и ОМ колебаний. Поэтому такие генераторы часто называют

33

усилителями модулированных колебаний – УМК. Недонапряженный режим

пригоден для базовой и эмиттерной модуляции, но не приемлем для осуществлении коллекторной модуляции.

Поскольку для достижения состояния насыщения требуется большая амплитуда возбуждения, для ключевого режима характерны меньшие значения коэффициента усиления по мощности. Однако для него частотные ограничения обусловлены не только меньшим значением коэффициента усиления по мощности, но и влиянием выходной емкости и индуктивностей выводов транзистора, приводящим к дополнительным коммутативным потерям и вследствие этого к снижению КПД. Эти обстоятельства ограничивают возможность реализации ключевого режима областью сравнительно низких частот, верхняя граница которых составляет (0,1…0,2)ω_т. На более высоких частотах возможно применение перенапряженного режима и критического. Первый по стабильности выходной мощности близок к ключевому режиму, но отличается меньшим КПД. Второй обеспечивает наибольший коэффициент усиления по мощности при достаточно высоком КПД. Поэтому на частотах, близких к максимальной, даже при усилении колебаний с постоянной амплитудой целесообразно использовать критический режим с целью достижения наибольшего коэффициента усиления по мощности.