(по цифровому вещанию) Dvorkovich_V_Cifrovye_videoinformacionnye_sistemy
.pdf
Глава 20. Системы модуляции и сигнального кодирования информации
Рис. 20.10. График спектральных составляющих ОБПФ (а) и групповой спектр несущих частот (б)
дальные сигналы. На выходах перемножителей формируются две составляющие:
SI (t) = SBI (t) · cos(2πfst) = |
n=1 |
2 I(n) · cos 2π(nfU + fs) + |
|
|
|||||
|
2N +1 |
|
|
|
|
|
|
||
|
|
1 |
|
|
|
|
|
||
+ cos 2π(nfU − fs) |
− 2 Q(n) · sin 2π(nfU + fs) + sin 2π(nfU − fs) |
|
E, |
||||||
|
|
1 |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
SQ(t) = −SBQ(t) · sin(2πfst) = |
n=1 |
|
2 I(n) · cos 2π(nfU + fs) − |
|
|
||||
|
|
2N +1 |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
− cos 2π(nfU − fs) |
− 2 Q(n) · sin 2π(nfU + fs) − sin 2π(nfU − fs) |
|
E. |
||||||
|
|
1 |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
В результате суммирования этих двух составляющих окончательно формируется выходной сигнал OFDM-модулятора. При этом разностные частоты (nf0 − fs) взаимно исключаются.
20.2. Система многочастотной модуляции
Рис. 20.11. Структурная схема идеального демодулятора
Если частота генератора fs выбрана равной fs = fc + (N + 1) · fU , где fc — центральная частота радиоканала, то выходной сигнал определяется следующим соотношением:
2N +1
S(t) = {I(n) · cos[2π(fs + nfU )t] − Q(n) · sin[2π(fs + nfU )t]} =
n=1
N
={I(n) · cos[2π(fc + nfU )t] − Q(n) · sin[2π(fc + nfU )t]}. (20.19)
n=−N
На рис. 20.10б изображена структура группового спектра несущих частот OFDM-сигнала. Здесь условно показаны составляющие синусоидальные сигналы, промодулированные соответствующими данными созвездий дискретной QAM-моду- ляции. В составе сигнала имеются также специальные пилотные несущие, на которых передается информация о параметрах системы. Эти пилотные несущие используются также для обеспечения устойчивой синхронизации и коррекции характеристик в демодуляторе.
Таким образом, в системах с OFDM модуляцией передаваемая цифровая информация разделена на большое число низкоскоростных подканалов, длительность тактового интервала передачи каждой несущей весьма велика. Такое построение системы преобразует широкополосный канал с одной несущей в большое число независимых узкополосных каналов с частотным разделением, что упрощает коррекцию параметров затухающего сигнала. Более того, ряд групп несущих может быть полностью подавлен при приеме, если дополнительно вводится корректирующее кодирование данных в сочетании с временным и частотным перемежением. При таком построении системы модуляцию часто называют COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing — кодированное ортогональное частотное мультиплексирование, разновидность технологии OFDM, сочетающая канальное кодирование и OFDM).
На рис. 20.11 приведена структурная схема идеального демодулятора, содержащего квадратурный демодулятор и ряд преобразователей, формирующих передаваемую цифровую информацию.
В квадратурном демодуляторе входной сигнал S(t) перемножается с двумя сдвинутыми на 90◦ синусоидальными сигналами опорной частоты fs. На двух
Глава 20. Системы модуляции и сигнального кодирования информации
выходах выделяются сигналы:
|
2N +1 |
1 |
|
UI (t) = S(t) · cos(2πfst) = |
n=1 |
|
|
2 I(n) · [cos 2πnfU t + cos 2π(2fs + nfU )t] − |
|||
|
|
|
|
− |
1 |
Q(n) · [sin 2πnfU t + sin 2π(2fs + nfU )t] , |
|||
2 |
|||||
|
|
|
2N +1 |
1 |
|
UQ(t) = S(t)·[− sin(2πfst)] = |
n=1 |
|
|||
2 I(n) · [sin 2πnfU t − sin 2π(2fs + nfU )t] + |
|||||
|
|
|
|
|
|
1
+ 2 Q(n) · [cos 2πnfU t − cos 2π(2fs + nfU )t] .
Эти два сигнала поступают соответственно на два фильтра нижних частот и усиливаются в два раза. На входы преобразователя в параллельные коды при этом подаются два сигнала:
2N +1
UBI (t) = |
n=1 |
[I(n) · cos(2πnfU t) − Q(n) · sin(2πnfU t)], |
(20.20) |
|
|
|
|
|
2N +1 |
|
|
UBQ(t) = |
|
[I(n) · sin(2πnfU t) + Q(n) · cos(2πnfU t)]. |
(20.21) |
n=1
Таким образом, на вход схемы быстрого преобразования Фурье подается сигнал, который может быть представлен в следующем виде:
2N +1
UB (t) = UBI (t) + jUBQ(t) = |
[I(n) + jQ(n)] exp(2πjnfU t). |
(20.22) |
n=1
Очевидно: после преобразования Фурье формируется последовательность, определяющая векторы звездной диаграммы:
S(n) = I(n) + jQ(n), 1 n 2N + 1, |
(20.23) |
которые выходным преобразователем преобразуются в передаваемую цифровую последовательность.
20.2.2.Защитный интервал, устранение интерференции между несущими частотам
Ортогональность субканалов при разделении их в демодуляторе с применением БПФ может быть реализована только при отсутствии интерференции между несущими частотами, что на практике не выполняется из-за ограничения спектра и многолучевого распространения сигналов. Устранение влияния этих искажений осуществляется путем дополнения активного интервала сигнала так называемым защитным интервалом, как показано на рис. 20.12а.
Активный интервал непрерывного символа циклически расширяется во временной области путем введения защитного интервала, содержащего часть сигнала активного интервала. Учитывая, что на интервале TU располагается целое число периодов синусоидальных колебаний частот nfU , где n = 1, 2, . . . , 2N + 1,
Глава 20. Системы модуляции и сигнального кодирования информации
Рис. 20.13. К влиянию эхо-сигналов при демодуляции OFDM сигналов |
марный сигнал рис. 20.13г, в котором время TG выбрано большим максимально возможного времени задержки распространения эхосигналов, межсимвольная интерференция не возникает. Ввиду того, что введение защитного интервала снижает пропускную способность канала связи, желательно, чтобы его длительность была выбрана наименее возможной.
Поскольку сигнал OFDM представляет собой последовательность множества независимых синусоидальных сигналов, согласно центральной предельной теореме теории вероятностей распределение его уровней приближается к закону Гаусса. При этом вероятность того, что превышение пиковой мощности над эффективной мощностью составляет 9,6 дБ, равна 0,1%, а что это превышение равно 12 дБ — менее 0,01%.
20.2.3. Иерархические режимы OFDM-модуляции
Важным фактором повышения эффективности использования OFDM-сигналов является использование так называемых иерархических режимов модуляции. Для обеспечения приоритетного декодирования наиболее важной информации используют как обычные равномерные, так и неравномерные сигнальные созвездия, чаще всего с различными расстояниями между квадрантами. Это позволяет реализовывать модуляцию составляющих OFDM-сигнала различными транспортными потоками, имеющими различные приоритеты.
Примером иерархической модуляции, обозначаемой MR16-QAM [7.41], является равномерное сигнальное созвездие, изображенное на рис. 20.14а. В интерва-
20.3. Система многочастотной модуляции
Рис. 20.14. Сигнальные созвездия MR16-QAM с иерархической модуляцией при: α = 1 (а), α = 2 (б), α = 4 (в)
ле q-го активного символа четыре бита информации разделяются на две последовательности: y0q , y2q и y1q, y3q . Первая из этих последовательностей поступает на синфазный, а вторая — на квадратурный каналы модулятора. Биты y0q и y1q характеризуют наиболее важную информацию и определяют номер квадранта, их значение, обозначенное двоичными кодами в центрах кругов, одинаково для всех точек квадранта. Менее приоритетные биты — y2q и y3q определяют точки в квадранте, и их разделение оказывается менее помехозащищенным.
Еще более защищенной от различного рода ошибок является передача приоритетной информации при использовании неравномерных сигнальных созвездий, как показано на рис. 20.14б и в. Неравномерность сигнального созвездия обозначается индексом α:
–α = 1 определяет иерархическую модуляцию с равномерным сигнальным созвездием;
–α = 2 характеризует неравномерное сигнальное созвездие, при котором расстояние между двумя ближайшими точками созвездий в смежных квадрантах в два раза больше расстояний между точками в каждом из квадрантов;
–α = 4 определяет неравномерное сигнальное созвездие, при котором расстояние между двумя ближайшими точками созвездий в смежных квадрантах в четыре раза больше расстояний между точками в каждом из квадрантов.
Глава 20. Системы модуляции и сигнального кодирования информации
Рис. 20.15. Несогласованное дискретное преобразование
-
Важнейшей проблемой реализации систем с использованием OFDM-модуляции является слежение за подстройкой частоты дискретизации сигналов при выполнении прямого быстрого преобразования Фурье (БПФ) в демодуляторе.
В силу ряда дестабилизирующих факторов номинальные частоты спектральных составляющих OFDM-сигнала могут не совпадать с соответствующими частотами гармоник БПФ, как показано на рис. 20.15.
Дискретизация принимаемого сигнала с частотой, отличающейся от номинальной величины, является причиной снижения точности восстановления модулированных символов, передаваемых на каждой поднесущей, и, кроме того, вызывает снижение отношения сигнал–шум.
Оценка величины частотного смещения f осуществляется с применением двух основных способов:
–автокорреляционной (некогерентной) демодуляции с использованием заложенной в OFDM-сигнал избыточности в виде составляющих защитного интервала;
–когерентной демодуляции с применением эталонного сигнала, содержащего только пилотные составляющие (см. рис. 20.10).
20.3.1. Методы демодуляции OFDM-сигнала
Автокорреляционный метод анализа основан на реализации согласованного фильтра, использующего совпадающие структуры (циклический префикс) сигнала, расположенные в защитном и активном интервалах передаваемого символа.
Простейший вариант построения такого фильтра приведен на рис. 20.16. Для этой цели используется скользящее окно, состоящее из двух активных областей
20.3. Алгоритмы синхронизации OFDM-сигналов в приемных устройствах
Рис. 20.16. Построение простейшего согласованного фильтра для идентификации циклического префикса
Рис. 20.17. Взвешенный корреляционный фильтр, согласованный с несколькими смежными OFDM-символами
(стробов), смещенных на длительность активной части символа, равного N дискретных отсчетов (рис. 20.15а, б). Длительность каждого строба (n отсчетов) скользящего окна выбирается несколько меньше длительности активного интервала (M отсчетов).
Значение коэффициента корреляции, очевидно, будет наибольшим в случае максимальной схожести сигналов S1(n) и S2(n), расположенных в областях двух
стробов скользящего окна (см. рис. 20.16в): |
(n) = S2 |
(n), r |
|
1. |
|
|||
i=1 |
· |
r Rmax |
при S1 |
|
|
|||
n |
|
· |
|
|
|
|
|
|
|
S1(n) S2(n) = |
при S1 |
(n); |
|
(20.24) |
|||
R = |
Rmax |
(n) ≡ S2 |
|
|
||||
Для повышения точности оценки величины Rmax часто применяют фильтр, согласованный с несколькими смежными OFDM-символами, как показано на рис. 20.17.
В данном случае сначала вычисляются произведения в каждом из скользящих окон — S1k(n) · S2k(n), 1 k K, затем после необходимой задержки
20.3. Алгоритмы синхронизации OFDM-сигналов в приемных устройствах
которого в области второго строба скользящего окна равны |
m3 |
|
||||||||||
2 |
m=1 |
|
m |
2 |
|
N |
|
− N fU |
|
|||
|
M |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
S (n ) = |
|
a |
|
exp j |
2πm |
n − N |
1 |
|
f |
+ ϕ |
. |
(20.28) |
|
|
|
|
|
||||||||
После перемножения и суммирования в интервале строба, выделяющего n отсчетов, вычисляется корреляционная функция:
|
|
|
|
n |
M |
M |
|
|
|
|
|
|
|||
G(k) = GRe(k) + jGIm(t) = |
n |
am am exp [−j (ϕm − ϕm )] × |
|||||||||||||
|
|
|
|
|
=1 |
||||||||||
× exp |
2−2πjm |
N |
|
|
=1 m |
=1 m |
22πjm |
N |
− |
|
1 − N fU 3. |
||||
1 − N fU |
3 |
· exp |
|
||||||||||||
|
|
k + n |
|
|
|
f |
|
|
|
|
k + n |
|
N |
|
f |
Далее осуществляется поиск максимума модуля этой функции, положение которого соответствует максимуму функции корреляции между составляющими
защитного и активного интервалов OFDM-сигнала. В случае, когда |
(20.29) |
|||||||||
G(k) = GRe2 (k) + GIm2 (t) |
max(k = kmax), |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
сдвиг фазы комплексного |
сигнала оказывается |
равным |
|
|||||||
ψ(k ) = arctg |
GIm |
|
|
= 2πn |
f |
. |
(20.30) |
|||
|
|
|
|
|||||||
|
max |
GRe |
|
|
|
|
N fU |
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
Это соотношение справедливо лишь в идеальном случае, когда помехи в канале отсутствуют. Для уменьшения их влияния на расчет частоты сдвига гетеродина приемного устройства в буферном блоке (рис. 20.18) запоминается 2r значений вычисленных фаз комплексного сигнала в области максимума модуля функции (20.29) и производится усреднение значений фазы (20.30). Далее осуществляется вычисление сдвига частоты, который используется для коррекции частоты гетеродина.
20.3.2.Оценка частотного смещения при приеме OFDM-сигнала
Рис. 20.19. Кадровая структура OFDM-сиг- нала
Оценка частотного смещения на основе эталонного сигнала осуществляется с применением повторяющихся и рассеянных пилотных составляющих в OFDM-сиг- нале. Повторяющиеся пилотные несущие вводятся во все без исключения OFDM-сим- волы. Рассеянные пилотные несущие меняют свое положение от одного OFDM-сим- вола к другому и обычно представляются в виде диаграммы кадровой структуры, изображенной на рис. 20.19.