Скалин Цифровые системы передач
.pdfстабилизацию частоты задающих генераторов приемного и передающего оборудования (например, кварцевую стабилизацию). Рассмотрим, достаточно ли применения принципа стабилизации частоты ЗГ для цифровых систем передачи.
Предположим, что частота ЗГ первичной ЦСП /зг = /т = = 2,048 МГц.
Определим максимально допустимую относительную нестабильность частогы ЗГ: * = Af Зг max/JW н, где Ьгн — номинальное значение /зг , а
А^згтах— максимальное отклонение частоты ЗГ от номинального значения.
Очевидно, что в предельном случае управляющий распределительный импульс может не совпадать по временному положению с регистрируемым на величину, равную длительности одного символа, Tv е. половину тактового интервала Т/2 (в этом случае говорят о несинхронности передающего и приемного оборудования по символам). В наихудшем случае при отклонении частот ЗГ в разные стороны от }3пн на величину Afsnma* взаимное положение регистрируемого и управляющето импульсов должно отличаться на Аг<Г/2= 1/(2/т н). При этом период /т не должен изменяться больше чем на
Т/4.
Предположим, что в момент включения системы частоты ЗГ передающей и приемных частей первичной ЦСП одинаковы и в дальнейшем расходятся. Определим, за какой промежуток времени ^пс при относительной нестабильности k частот ЗГ будет достигнуто положение несинхронности по символам. Так как гПс = = T/(4k) = l/(4fTk), то,
следовательно, k= l/(4/Tinc) » 1/(8- 106*nc). Если принять, что система будет выходить из состояния синхронизма каждый час (а это будет очень плохая система, так как выход из состояния синхронизма по символам приводит к прекращению связи), то требуемая в этом случае относительная неста-
бильность частоты ЗГ составит k= 1/(8-106-3,6• 103) «3,7- 10-м, что недостижимо по техническим и экономическим соображениям.
Вывод, следующий из вышеприведенных расчетов: реализация современных ЦСП без устройств тактовой синхронизации (фазирования по посылкам) невозможна.
В ЦСП к устройствам тактовой синхронизации предъявляются следующие требования:
высокая точность подстройки частоты и фазы управляющего сигнала ЗГ приемной части;
малое время вхождения в синхронизм;
сохранение состояния синхронизма при кратковременных перерывах
связи.
Различают две группы УТС, отличающиеся методом использования синхросигналов. К первой группе относятся устройства с синхронизацией по специальному синхросигналу. Этот метод усложняет построение линейного тракта ЦСП и генераторного оборудования, к тому же точность установки фазы управляющих сигналов в большой степени связана с нелинейными искажениями и неравномерностью частотных характеристик линейного тракта. Ко второй группе относятся методы подстройки фазы управляющих импульсов под основной принимаемый сигнал. Такую подстройку можно осуществить либо по специальным синхроимпульсам, либо по рабочим импульсам (элементам кодовых комбинаций цикла). Применение специальных синхроимпульсов снижает пропускную способность системы,
поэтому на практике нашел применение метод тактовой синхронизации по рабочим импульсам. Эту группу УТС можно разделить на две подгруппы,
отличающиеся способом выделения тактовой частоты.
Рис. 3.23. Структурная схема УТС 70
Рис. 3.24. Принцип выделения тактовой частоты из спектра случайного сигнала
Основное применение в ЦСП с невысокой скоростью передачи нашли УТС с резонансной системой для выделения тактовой частоты. Достоинства таких систем — простота реализации и, как следствие, улучшение экономических показателей системы, являются определяющими при реализации ЦСП местных и зоновых сетей. Недостатки УТС такого типа:
быстрое пропадание тактовой частоты при перерывах связи или при появлении в принимаемом сигнале длинных серий пробелов (нулей);
зависимость стабильности выделенной тактовой частоты (а следовательно, и
точности фазирования) от длины серии нулей (характера кодовых комбинаций) и стабильности параметров фильтра, выделителя тактовой частоты, а также от скорости передачи.
Более сложным является метод синхронизации с применением устройств автоподстройки частоты генераторов тактовой частоты приемного оборудования, лишенный недостатков первого метода. Иногда эти два метода называют соответственно методами пассивной и активной фильтрации частоты. Устройства тактовой синхронизации с активной фильтрацией получают все большее распространение в ЦСП в связи с их
достоинствами и упрощением вопросов реализации на основе более совершенной элементной базы, обеспечиваемой развитием микроэлектроники.
Сущность метода пассивной фильтрации тактовой частоты состоит в том, что из входного цифрового сигнала с помощью полосовых фильтров,
резонансных контуров или избирательных усилителей выделяется тактовая частота. Часть УТС, обеспечивающая выполнение этих функций, называется выделителем тактовой частоты. Структурная схема этого устройства приведена на рис. 3.23, а, а структура всего УТС — на рис. 3.23, б.
Рассмотрим сущность резонансного метода. Известно, что энергетический спектр случайной последовательности импульсов со скважностью q>\ содержит как непрерывную GH(f), так и дискретную Сд(/)
составляющую (рис. 3.24, а). Дискретная часть энергетического спектра представляет собой сумму гармоник, кратных тактовой частоте (частоте следования импульсов). Этот вывод можно сделать, не применяя сложных математических выкладок, если представить случайный двоичный сигнал и в
виде суммы регулярной однополярной последовательности импульсов и случайной двухполярной последовательности импульсов.
Как известно, регулярная последовательность импульсов с тактовой частотой /т имеет дискретный (линейчатый) спектр G^{f), в составе которого в качестве первой гармоники выступает составляющая с частотой, равной тактовой. Попутно отметим, что случайная двухполярная последовательность импульсов, как видно из рисунка, не может быть в свою очередь получена как сумма случайной и регулярной составляющих и,
следовательно, спектр такой последовательности не содержит дискретных составляющих. Очевидно, что превращение двухполярной последовательности в однополярную (например, применением выпрямительных устройств) позволяет восстановить дискретную часть спектра. Следует обратить внимание на то, что если линейный сигнал пред-
ставляет собой случайную последовательность импульсов с частотой /т и д=\,
то энергетический спектр такого сигнала вообще не содержит дискретной части спектра. Сказанное можно проследить по рис. 3.25, а, на котором показано, что, если q-*-l, то регулярная последовательность импульсов
«сливается» в постоянную составляющую.
Рис. 3.25. Получение тактовой частоты из последовательности импульсов, «затянутых на тактовый интервал»
Для получения тактовой частоты в этом случае приходится применять более сложный метод нелинейного преобразования, чем выпрямление. В
таких случаях можно применить метод выделения фронтов, позволяющий увеличить скважность двоичной последовательности импульсов и тем самым ввести в спектр преобразованного сигнала дискретную составляющую. На рис. 3.25, б приведен пример реализации принципа выделения фронтов сигнала со скважностью q=\. С этой целью кроме входной импульсной по-
следовательности формируется последовательность импульсов, полученная из входной сдвигом на половину тактового интервала.
Вычитание из первой последовательности второй приводит к формированию случайной двухполярной последовательности со скважностью <7 = 2 и тактовой частотой, равной, как видно из рисунка,
тактовой частоте входной последовательности. Выпрямление двухполярной последовательности формирует однополярный сигнал с тактовой частотой,
равной тактовой частоте входной случайной последовательности импульсов,
и скважность q — 2~>-\, содержащей в спектре дискретную составляющую с частотой, равной тактовой. Аналогичных результатов можно достигнуть,
используя для выделения фронтов дифференцирующие цепочки.
В практических случаях на вход ВТЧ двоичный сигнал приходит искаженным, с «заваленными фронтами», а в некоторых случаях устройствами линейного тракта специально формируют сигнал в виде колоколообразных импульсов. Формирование импульсной последовательности со скважностью q>\ в этом случае возможно путем одностороннего или двухстороннего ограничения, что и показано на рис.
3.25, в.
В оконечной приемной аппаратуре при резонансном методе тактовой синхронизации, как правило, в качестве ЗГ используется ВТЧ, благодаря чему обеспечивается жесткое фазирование управляющих импульсных последовательностей приемной части относительно управляющих импульсных последовательностей передающей части системы. Выделенный гармонический сигнал тактовой частоты обычно преобразуется в основную управляющую импульсную последовательность с частотой следования,
равной fT, из которой в ГО формируют другие управляющие сигналы. Для формирования тактовых импульсов используются специальные устройства формирования синхроимпульсов ФСИ (см. рис. 3.23).
Устройства активной фильтрации тактовой частоты могут быть подразделены на две группы:
снепосредственным воздействием на местный ЗГ тактовой частоты;
своздействием на промежуточный преобразователь ПП тактовой последовательности.
Структурные схемы УТС с активной фильтрацией представлены на
рис. 3.26.
Рис. 3.26. Структурная схема устройства активной фильтрации тактовой частоты
В схеме с непосредственным воздействием на ЗГ (рис. 3.26, а)
подстройка тактовой частоты под частоту принимаемых импульсов осуществляется по управляющему напряжению СРФ, снимаемому с фазового дискриминатора ФД, значение и знак которого зависят от значений и знака разности фаз входных сигналов ФД. Так как напряжение иРФ на выходе ФД имеет дискретный характер, непрерывное регулирование частоты ЗГ можно осуществить, пропуская напряжение £/Рф через интегратор (сглаживающую цепочку).
Во втором случае (рис. 3.26, б) изменение тактовой частоты осуществляется изменением числа импульсов, поступающих на вход делителя частоты ДЧ через схему управления СУ. Управление осуществляется от сигнала с выхода ФД, пропущенного через цифровой интегратор на основе реверсивного счетчика РС.
Элементы устройств тактовой синхронизации. Рассмотрим принципы реализации узлов УТС с пассивной фильтрацией. На рис. 3.27 представлена реализация схемы выделителя тактовой частоты. Биполярный линейный сигнал выпрямляется схемой двухполупериодного выпрямителя на диодах
VD) и VD2 с одновременным ограничением по минимуму, достигаемым за счет обратного смещения диодов смещающим напряжением £см. Порог ограничения определяется напряжением £См и сопротивлением R2-
Рис. 3.27. Принципиальная схема реализации узлов ВТЧ
Эмиттерный повторитель на транзисторе VT] имеет высокое входное сопротивление, что исключает шунтирующее влияние источника сигнала,
вызывающее снижение добротности контура Lj, С2, выделяющего из последовательности входных импульсов первую гармонику тактовой частоты. Фильтрующее действие контура основано на принципе ударного возбуждения контура. Для получения максимальной амплитуды возбуждаемого в контуре колебания частота следования импульсов должна быть равна резонансной частоте контура, а длительность импульсов на входе контура — не превышать половину периода следования 7/2.
Действительно, из теории электрических цепей известно, что в момент поступления импульса на вход контура начинается заряд конденсатора,
продолжающийся четверть периода собственных колебаний контура, затем конденсатор разряжается в течение четверти периода через индуктивность,
причем в конце интервала времени 7/2 ток через индуктивность достигает максимального значения. Если в этот момент импульс на входе контура заканчивается, т. е. с выводов контура снимается напряжение, в контуре возникает ЭДС, поддерживающая ток через индуктивность и вызывающая перезаряд конденсатора до максимального значения напряжения обратной полярности. Если же длительность импульса будет больше 7/2, процесс перезаряда будет определяться свободными колебаниями в контуре,
затухающими вследствие потерь, и амплитуда отрицательного полупериода окажется меньшей, чем при длительности импульса 7/2.
Очевидно, границы тактовых интервалов должны определяться моментами перехода напряжения тактовой частоты через нуль. В эти
моменты времени формируются управляющие импульсы с частотой следования, равной тактовой. Положение тактовых точек (рис. 3.28, а)
зависит от положения фронтов импульсов входного сигнала УТС, имеющее случайный характер. Амплитуда сигнала на выходе контура зависит от числа следующих подряд импульсов, убывая по экспоненциальному закону при появлении в сигнале длинной серии нулей (рис. 3.28, б). Сигнал на выходе контура не является в полной мере гармоническим, поэтому его называют квазигармоническим сигналом.
Устройство формирования синхросигнала УТС обладает некоторым порогом чувствительности Д£/п=^0, определяемым ФСИ, наличие которого приводит также к смещению тактовых точек от идеального местоположения на величину Д7, находящуюся в зависимости от амплитуды выходного сигнала контура. Влияние амплитуды выделенного контуром сигнала представлено на рис. 3.28, в. Уменьшить фазовые смещения (флуктуацию)
тактовых точек, вызванную уменьшением амплитуды сигнала на выходе контура при длинных сериях нулей, можно использованием вы-
сокодобротного контура. В то же время увеличение добротности Q контура приводит к увеличению избирательности, что ужесточает требования к стабильности положений фронтов импульсов, поступающих на контур, так как изменение положения фронтов приводит к изменению тактовой частоты сигнала.
Рис. 3.28. Влияние длинных серий нулей на амплитуду тактовой частоты и фазовые флуктуации синхроимпульсов
Уменьшение нестабильности тактовой частоты, вызванной рассмотренными выше двумя причинами, требует выполнения двух противоречивых требований к добротности Q контура. Если ограничить специальными мерами число следующих подряд нулей в сигнале на входе УТС величиной п0=£^ 10, добротность контура может не превышать Q = 100.
Дополнительная подстройка фазы тактового напряжения в практических случаях может быть осуществлена схемой фазовращателя,
выполненного на элементах L2, С3, R4. Изменение фазы тактовой частоты обычно осуществляется подбором емкости конденсатора Сз
Рис. 3.29. Принципиальная схема (а) и векторные диаграммы (б)
фазовращателя
Работа фазовращателя поясняется векторными диаграммами,
приведенными на рис. 3.29, б. Напряжение UR4 на резисторе R4 равно векторной сумме напряжений UBxi и ивЫю а напряжение Uc3 на конденсаторе Сз будет равно векторной сумме напряжений U„x2 и и„ых. Как видно из рисунка, направление векторов U„xi и и„х2 одинаковое, т. е. эти напряжения находятся в фазе. Векторная сумма 1)сз и UR4 должна быть равна вектору входного напряжения, т. е. сумме векторов UBxi и UBx2Следует учесть, что между векторами 11сз и UR4 всегда будет прямой угол, так как фаза напряжения на конденсаторе отличается от фазы напряжения на активном сопротивлении на 90°.